Типы цифровых каналов передачи данных. Передача данных

Понравилось Не понравилось

Мобильный Интернет от МТС всегда иметь доступ к Сети, где бы вы ни находились. Все, что для этого необходимо – ноутбук и USB-модем с подключенной сим-картой. Для оплаты данной услуги можно выбрать наиболее удобный и подходящий способ.

1. Всевозможные способы оплаты

Вы можете оплатить мобильный интернет МТС через любой платежный терминал. При этом совершенно не нужно искать какой-то особенный раздел для интернета. Достаточно просто ввести тот мобильный номер МТС, на который зарегистрирована сим-карта в модеме. Номер сим-карты выдается в офисе МТС при ее оформлении.

Если под рукой нет ни платежных терминалов, ни подключенного интернета, можно перевести деньги с мобильного телефона на мобильный интернет. Для этого нужно набрать *112номер сим-карты для мобильного интернета*сумма перевода# и нажать вызов. Эта услуга называется «Прямая передача» и стоит 7 рублей.

С помощью банковской карты оплатить мобильный интернет можно на сайте http://mts.ru .

В специальных полях нужно набрать номер банковской карты, номер сим-карты и сумму оплаты.

Многие помнят, что в те далекие времена, когда еще не было терминалов, мобильная связь оплачивалась преимущественно с помощью специальных платежных карт. Приобрести такую карту МТС можно и сейчас. Но для того, чтобы зачислить с ее помощью деньги на интернет, нужно будет на время переставить сим-карту из модема в мобильный телефон.

Мобильный оператор ООО «МТС» предлагает своим абонентам комплекс услуг сотовой связи и Интернета. Сегодня на территории РФ существует несколько компаний-гигантов, предлагающих услуги передачи данных по сети Интернет за определенные деньги. Среди них есть и компания «МТС».

Часто люди задаются вопросом «Как оплатить Интернет МТС?». Подключение на услуги было выполнено, однако пришло время первой оплаты. Как же выполнить перевод денежных средств за Интернет от «MTS»?

Если Вы желаете разобраться, как оплатить Интернет МТС, мы предлагаем Вам несколько вариантов решения проблемы, которые размещены на нашем портале. сайт – это комплексный подход к решению вопросов, связанных с работой мобильных операторов. Только у нас Вы сможете найти ответы на все интересующие Вас вопросы уже сейчас.

ВАЖНО: Помните, что сведения, которые мы предоставляем Вам в качестве нужной информации, могут постепенно терять актуальность, поскольку главный сайт ООО «MTS» склонен менять условия предоставления услуг, чем вызывается смена некоторых комбинаций клавиш и номеров телефонов. Если Вы не решили свою проблему вместе с нами – предлагаем Вам обратиться к официальному порталу ООО «МТС» для получения наиболее актуальных сведений.

Оплата Интернета от МТС: Что нужно делать?

Крупнейший мобильный оператор на территории РФ предлагает несколько возможных вариантов оплаты своих услуг:

1. Работа с терминалами. Если Вы желаете внести деньги (как бумажные, так и электронные – безналичные) посредством терминала, необходимо точно знать точки безкомиссионных транзакций. Так, например, многие банкоматы или терминалы работают по определенной комиссии, что вызывает неудовлетворение многих абонентов. Помните, на официальном портале ООО «MTS» расположена информация, которая касается точек расположения всех терминалов оплаты от «МТС». Вместе с ними Вы не будете платить деньги за оплату услуг.
2. Работа с банкоматами. В принципе, данный способ идентичен предыдущему, исключение составляет лишь возможность оплаты лишь безналичным расчетом – пластиковыми карточками. Использовать в этом случае можно как карты банков, так и кредитные карты иных финансово-кредитных организаций.
3. Работа с мобильным телефоном. Если на Вашем счете мобильного есть необходимая сумма к оплате тех или иных услуг, Вы можете внести нужные финансы посредством перевода денег на нужный счет. Более подробная информация по данному вопросу содержится на сайте ООО «МТС».
4. Работа с Интернетом. Сегодня распространено множество возможностей оплаты услуг посредством Интернет-сервисов. Среди самых распространенных – платежные системы «Вебмани» и «Яндекс Деньги». Для того, чтобы начать работу вместе с данными «платежками», необходимо зарегистрировать кошелек в системе. Вся необходимая информация расположена на главных сайтах компаний. Если же Вы уже имеете кошельки в данных системах, Вам предлагается просто пройти в нужный раздел и внести деньги посредством перевода и подтверждающего смс, которые придет на Ваш мобильный телефон после активации оплаты.
5. Работа с банковскими картами. Мы уже говорили, что с помощью карт банков можно оплачивать всевозможные услуги ООО «МТС». Выполнить это можно как через банкоматы или терминалы, так и через мобильный телефон; через «Интернет-помощник» и «Аавтоплатеж».
6. Работа с непосредственной картой оплаты «MTS». Для этого Вы должны иметь определенную карточку нужным номиналом, стереть защитную пленку и ввести 15-значный код для активации оплаты. Выполняется внесение счета через «Интернет-Помощник»; через терминалы оплаты ООО «МТС»; через официальный сайт компании.
7. И наконец, работа с офисами и банками. Для этого Вам предлагается пройти в любое ближайшее отделение банка или офиса ООО «МТС» и внести оплату в кассу или бумажными купюрами, или безналичными финансами – карточкой.

Как можно заметить, пополнить счёт Интернета от мобильного оператора «МТС» можно несколькими возможными вариантами. В целом, они предельно просты, поэтому каждый абонент волен сам выбирать, что ему удобнее.

Как оплатить MTS без комиссии?

Выполнение внесения денежных средств за пользование мобильной связью или Интернетом от «МТС» может быть не всегда бесплатным. Почему? – Все дело в том, что многие банкоматы, терминалы и платежные системы работают по определенному проценту от вносимой суммы. Поэтому наш портал сразу же хочет предупредить каждого заинтересованного человека о нескольких нюансах:

1. Прежде всего, запомните, что любые транзакции в сфере Интернет по оплате услуг выполняются с взиманием комиссии за проведение операций. Платежные системы «Вебмани» и «Яндекс Деньги» (0.8% и 2% соответственно) работают только по комиссии. Просим это принять к сведению.
2. Следом нужно затронуть тему банкоматов и терминалов. Не секрет, что множество подобных «ящиков» иногда могут снимать некоторые суммы за проведение операций. Для этого помните, что на главном сайте ООО «MTS» есть нужный раздел, в котором Вы всегда можете посмотреть список бесплатных точек оплаты услуг.
3. И, главное, любые внесения денежных средств в офисах «МТС» или банках выполняются без комиссий. Это, пожалуй, самый долгий и нудный способ оплаты услуг, однако при этом Вы будете спокойны за Ваш бюджет.

Оплатить MTS с карты Visa можно в том же порядке, как и с любой другой карты банка. Следует знать, что «Виза» работает почти в каждом банке, будь то РФ или иностранная страна. Внесение нужной суммы производится аналогичным образом с иными картами банков.

Вы также можете настроить услугу «Автоплатеж» на своем профиле в «Интернет-Помощник». Как только Вы активируете систему и подключите себе данную услугу, беспокоиться за возможные «просрочки» оплаты будет не нужно, поскольку Вы сами составите расписание пополнения счета на своем ПК или ноутбуке в разделе «Оплата услуг» на сайте «МТС».

Транскрипт

1 МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ Нижегородский государственный университет им. Н.И. Лобачевского Национальный исследовательский университет ЦИФРОВЫЕ КАНАЛЫ ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ Электронное учебно-методическое пособие Рекомендовано методической комиссией радиофизического факультета для студентов ННГУ, обучающихся по направлениям «Радиофизика» и «Фундаментальная информатика и информационные технологии» Нижний Новгород 2013

2 ЦИФРОВЫЕ КАНАЛЫ ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ: Составитель: Ивлев Д.Н. Учебно-методическое пособие. Нижний Новгород: Нижегородский госуниверситет, с. Рецензент: кандидат физ.-мат. наук, доцент Мишагин К.Г. Данное пособие представляет собой конспект лекций по курсу «Цифровые каналы передачи данных». В пособии приводится описание видов и моделей информационных сигналов, описаны основные методы цифровой обработки сигналов в современных цифровых средствах передачи информации. Учебно-методическое пособие предназначено для студентов старших курсов радиофизического факультета, обучающихся по направлениям «Радиофизика» и «Фундаментальная информатика и информационные технологии». 2

3 Введение Курс «Цифровые каналы передачи данный» рассказывает об устройстве цифровых систем связи, сигналах, используемых в цифровых каналах передачи данных и методах обработки этих сигналов. Рассматриваются структура цифровой системы связи, особенности цифровых сигналов, процесс преобразования аналоговых сигналов в цифровые, методы удаления избыточной информации из аналоговых источников, представление информации с помощью низкочастотных сигналов, виды цифровой модуляции, способы получения полосовых сигналов, методы демодуляции сигналов с различными видами цифровой модуляции, вероятности возникновения битовых ошибок в канале с аддитивным белым гауссовским шумом. Описаны возможные компромиссы при выборе значений основных параметров в цифровых системах связи. Приводится материал про широкополосные сигналы, способы их получения и демодуляции, рассмотрены преимущества таких сигналов. 3

4 1. Сигналы и методы их обработки в цифровой системе связи 1.1. Обобщённая структурная схема радиотехнической системы передачи информации Рис. 1. Обобщённая структурная схема радиотехнической системы передачи информации 1.2. Функциональная схема цифровой системы передачи информации Последовательность этапов обработки сигнала в типичной цифровой системе связи удобно представить с помощью функциональной схемы, приведённой на рис. 2. Верхняя часть данной схемы соответствует передающей стороне, нижняя приёмной. Источник и получатель информации могут быть цифровые, либо аналоговые. Кодирование источника преобразование аналогового сигнала в цифровой и удаление из сигнала избыточной информации. Шифрование обеспечивает конфиденциальность связи. Канальное кодирование методы улучшения цифровых сигналов, в результате применения которых сигналы становятся менее уязвимыми к воздействию шума, различных помех, замираний, которые приводят к появлению ошибок в передаче информации. Импульсная модуляция преобразование данных из двоичного представления в форму узкополосного низкочастотного сигнала (видеосигнала). Полосовая модуляция перенос спектра сигнала с импульсной модуляцией на высокую частоту. 4

5 Передатчик осуществляет преобразование сигнала из цифрового в аналоговый, преобразование частоты полосового сигнала до значения несущей частоты, усиление мощности сигнала и его подача в канал передачи. Канал передачи (среда распространения сигнала) добавляет к сигналу шумы, помехи, производит частотные искажения сигнала. Получатель информации Декодирование источника Дешифрование Канальное декодирование Выравнивание и различение Демодуляция Приёмник Канал передачи Источник информации Кодирование источника Шифрование Канальное кодирование Импульсная модуляция Полосовая модуляция Передатчик Рис. 2. Функциональная схема типичной системы цифровой связи Приёмник фильтрация, усиление и преобразование частоты принимаемого сигнала, преобразование сигнала из аналоговой формы в цифровую. Демодуляция превращение радиосигнала в низкочастотный импульсный сигнал. Выравнивание устранение искажений сигнала, вызванных многолучевым распространением в канале передачи. Различение сигнала принятие решения о цифровых значениях принятых символов сигнала. В результате этого импульсный сигнал преобразуется в поток битов. Канальное декодирование осуществляется исправление части ошибочно распознанных битов данных (не больше некоторого фиксированного количества). Дешифрование операция, обратная шифрованию. Декодирование источника в сигнал возвращается избыточная информация, удалённая из него в процессе кодирования источника, а также 5

6 сигнал источника переводится в аналоговую форму (в случае аналогового источника информации) Кодирование источника Дискретизация и квантование Преобразование аналоговых сигналов в цифровые осуществляется в два этапа: дискретизация и квантование. Дискретизация взятие отсчётов (выборок) сигнала через равные промежутки времени (рис. 3). Полученный таким образом дискретный сигнал, состоящий из узких импульсов с амплитудой, равной амплитуде сигнала в момент взятия отсчёта, называют сигналом с амплитудно-импульсной модуляцией (АИМ, PAM pulse amplitude modulation). Рис. 3. Дискретизация непрерывного сигнала Рис. 4. Математическая модель дискретного сигнала 6

7 Спектральная плотность дискретного сигнала: 1 X s (f) = X (f) X δ (f) = X (f nf s). (1) τ n= Рис. 5. Спектр дискретного сигнала при условиях f s > 2f m (а) и f s < 2f m (б) Условие восстановления аналогового сигнала из дискретного (теорема Котельникова, критерий Найквиста): f s > 2f m или τ 1/(2f m). (2) Квантование процесс дискретизации значений выборок дискретного сигнала. Рис. 6. Уровни квантования 7

8 q 2V p = интервал (шаг) квантования. L Рис. 7. Варианты проходной характеристики равномерного устройства квантования e(t) = y(t) x(t) ошибка квантования (шум квантования). Рис. 8. Ошибки квантования в зависимости от значений входных выборок Средняя мощность шума квантования для равномерно распределённой вероятности ошибок квантования: q / 2 q / q N q = e p(e) de = e de =, (3) q 12 q / 2 1 q q, e [, ] q 2 2 где p (e) =. q q 0, e [, ] 2 2 Данная формула справедлива, если уровень сигнала x(t) не превышает границы диапазона квантования V ; + V), иначе N q будет являться квадратично (p p возрастающей функцией амплитуды входного сигнала x(t). Аналогично можно показать, что средняя мощность случайного сигнала с равномерным распределением в границах диапазона квантования будет определяться формулой 8 q / 2

9 P x V p V p V p 2 V 2 2 p (x) = x p dx = V p x 1 2V p dx = 3. (4) 2V p Учитывая, что q =, для равномерно квантующего устройства с L L = 2 b уровнями квантования, не работающего в области насыщения, отношение мощности шума квантования к мощности входного сигнала будет определяться следующим выражением: ОШС = N q /P x = 2-2b. Выражая данное отношение в децибелах, получим: ОШС дб = 10 lg (ОШС) 6,02b. (5) На практике распределение сигнала обычно не является равномерным; в этом случае к правой части выражения (5) добавляется константа, зависящая от функции плотности вероятности квантуемого сигнала: ОШС дб 6,02b + C. (6) Константа C является положительной для функций плотности вероятности сигнала, являющихся узкими по отношению к уровням насыщения устройства квантования, и равна нулю для равномерной плотности вероятности. Как видно из (6), при увеличении разрядности устройства квантования на 1 бит отношение шум/сигнал уменьшается примерно на 6 дб (в 4 раза по мощности). Соответственно, отношение сигнал/шум увеличивается на такую же величину. Рис. 9. Отношение шум/сигнал при квантовании в зависимости от параметров сигнала 9

10 Рис. 10. Импульсно-кодовая модуляция Каждый уровень квантования можно кодировать последовательностью b = log2 L бит, а каждый бит представить импульсом с двумя возможными значениями амплитуды. Полученный таким образом сигнал называют сигналом с импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ, PCM pulse code modulation). Процесс преобразования аналогового сигнала в ИКМ последовательность показан на рис. 10. Дискретизованный и квантованный сигнал, представленный последовательностью квантованных выборок, каждая из которых представлена конечным набором битов, является цифровым сигналом. Устройство, преобразующее непрерывный аналоговый сигнал в ИКМ последовательность, называется аналого-цифровым преобразователем (АЦП). Зависимость ОСШ от уровня входного сигнала приводит к различиям в качестве связи для пользователей с различной силой голоса, поэтому её необходимо устранить. Данная проблема разрешается посредством неравномерного квантования, когда меньшие уровни сигнала квантуются с меньшим шагом, а большие с большим. Данная операция чаще всего осуществляется по схеме, приведенной на рис. 11. Пара преобразований сигнала сжатие (compressing) и расширение (expanding) называется компандированием (companding). Оптимальный вид характеристики сжатия, при котором минимизируется шум квантования, зависит от функции плотности вероятности значений сигнала. Чаще всего такая функция неизвестна, и желательно иметь характеристику сжатия, которая давала бы постоянное (пусть и не минимальное) значение отношения сигнал/шум для произвольных статистик сигнала. Можно показать , что такой функцией является логарифмическая функция (рис. 12). 10

11 Рис. 11. Устройство неравномерного квантования Рис. 12. Логарифмическое сжатие В Европе для описания характеристики устройства сжатия используется A-закон (рис. 13, а): x A xmax x 1 ymax sgn x для 0 < 1 + ln A xmax A y =. (7) x 1 + ln A xmax 1 x ymax sgn x для < < ln A A xmax Стандартным значением параметра A является для 8-битового квантования. В стандарте, использующем A-закон, применяется равномерно квантующее устройство, имеющее характеристику с нулём на границе шага квантования. В Северной Америке был введён µ-закон сжатия (рис. 13, б): ln[ 1+ µ (x / xmax)] y = ymax sgn x. (8) ln(1+ µ) Стандартное значение µ = 255 для 8-битового квантователя позволяет получить отношение сигнал/шум, равное приблизительно 38 дб, для значительного диапазона мощностей квантуемого сигнала. 11

12 Рис. 13. Характеристики сжатия для А-закона (а) и µ-закона (б) Рис. 14. Зависимость отношения сигнал/шум от уровня входного сигнала Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция На рис. 15 приведена автокорреляционная функция для типичных речевых сигналов. Широкая, медленно меняющаяся функция корреляции свидетельствует о том, что при переходе от выборки к выборке амплитуда слабо меняется, и для ее полного изменения требуется временной интервал, превышающий радиус корреляции. Избыточность речевого сигнала, связанная с высокой коррелированностью отсчетов, позволяет предсказать значение следующего выборочного отсчета на основании предыдущих значений. 12

13 Рис. 15. Автокорреляционная функция типичного речевого сигнала В частности, реализацией подобного алгоритма является дифференциальная импульсно-кодовая модуляция (ДИКМ, DPCM differencial PCM). ДИКМ базируется на передаче от выборки к выборке разности между истинным и предсказанным значениями сигнала (рис. 16). Рис. 16. N-отводный дифференциальный импульсно-кодовый модулятор/демодулятор с предсказанием При N-отводном предсказании каждое последующее выборочное значение вычисляется на основе линейной комбинации предшествующих N выборочных значений. Уравнение N-отводного предсказания имеет следующий вид: x(n n 1) = a1 x(n 1) + a2x(n 2) + K + an x(n N), (9) где x(n m) оценка x в момент n при всех выборках, собранных за время m, а a j коэффициенты предсказания. В показано, что оптимальные opt коэффициенты предсказания a j, минимизирующие среднеквадратичную ошибку предсказания, записываемую как { 2 } { d 2 (n) } = E [ x(n) x(n n 1) ] E, (10) где символ E означает усреднение по выборкам, находятся из следующей системы уравнений: 13

14 (1) (2) (0) Rx (1) K Rx (N + 1) (1) R (0) K R (N + 2) Rx Rx a1 R x R x x x a 1 =. (11) M M M O M M Rx (N) Rx (N 1) Rx (N 2) K Rx (0) an Левой частью этой системы является вектор значений корреляционной функции входного сигнала, а в правой находятся корреляционная матрица входного сигнала и определяемый из этой системы вектор оптимальных весовых коэффициентов. Мощность среднеквадратичной ошибки при этом определяется следующим выражением: opt opt opt () = R (0) 1 a C (1) a C (2) K a C (N) Rd 0 x 1 x 2 x N x, (12) где R d (n) автокорреляционная функция ошибки предсказания, C x (n) = Rx (N)/ Rx (0) нормированная автокорреляционная функция входного сигнала. Кодер характеризуют коэффициентом, равным R x(0) / Rd (0) и называемым выигрышем от предсказания (или усилением предсказания). Для оптимального предсказателя данный коэффициент всегда больше единицы (может составлять до 6-8 дб при фиксированных коэффициентах a opt относительно ИКМ) Дельта-модуляция Значение оптимального коэффициента для одноотводного предсказания opt a = Cx (1). При высокой степени корреляции между отсчетами входного сигнала x(n) (для этого необходимо делать выборки с частотой, далеко превосходящей частоту Найквиста) для одноотводного предсказателя значение a opt стремится к единице, тогда уравнение предсказания и выражение для ошибки модулятора принимают следующий вид: x (n n 1) = x(n 1), d (n) = x(n) x(n 1). (13) Дифференциальный модулятор с одноотводным предсказанием, описываемый данными формулами, называется δ-модулятором (рис. 17). opt Рис. 17. Одноотводный однобитовый кодер/декодер DPCM (дельта-модулятор) 14

15 Рис.18. Процесс дельта-модуляции Основным преимуществом δ-модуляции является простота её реализации Адаптивная дифференциальная ИКМ (АДИКМ) Более эффективным решением при изменяющейся во времени статистике сигнала является применение адаптивной дифференциальной импульснокодовой модуляции, рис. 19 (АДИКМ). Рис. 19. Адаптивный дифференциальный импульсно-кодовый модулятор/демодулятор В кодере коэффициенты предсказания обновляются с определённым периодом и передаются вместе с информационным сигналом по каналу связи в 15

16 декодер. При 10-отводном фильтре предсказания и интервале обновления 20 мс усиление предсказания достигает величины дб Другие алгоритмы кодирования источника Кодирование аналоговых источников (с потерей информации): адаптивные ДИКМ и δ-модуляция; MPEG, JPEG; вокодеры (CELP, RPE,); Кодирование цифровых источников (без потери информации): коды Хаффмана; коды Лемпеля-Зива; 1.4. Импульсная модуляция Существует много различных способов представления цифровых данных с помощью импульсов, несколько таких способов представлены на рис Спектр таких импульсов является достаточно широким, что требует соответствующей ширины полосы пропускания канала передачи. Рис. 20. ИКМ-сигнал в кодировке NRZ-L (БВН) (NRZ-L nonreturn-to-zero level, БВН без возвращения к нулю) Рис. 21. Представление ИКМ-сигнала в виде коротких импульсов 16

17 Рис. 22. Манчестерское кодирование Для сужения полосы сигнала в передатчике применяют фильтр. Однако после фильтрации каждый импульс размывается, уширяется во времени, перекрываясь с соседними импульсами и искажая их, что повышает вероятность ошибки в процессе обнаружения при определении значения передаваемых импульсов. Процесс перекрытия соседних импульсов получил название межсимвольной интерференции. Чтобы избежать влияния межсимвольной интерференции, возникающей из-за ограничения сужения спектра сигнала, для фильтрации применяют специальные фильтры, называемые фильтрами Найквиста. Рис. 23. АЧХ идеального фильтра Найквиста и его импульсные отклики Импульсные отклики фильтра Найквиста обеспечивают отсутствие межсимвольных искажений в моменты времени, в которые берутся выборки для принятия решений относительно переданных с периодом T символов. Так, для идеального фильтра Найквиста (рис. 23), имеющего прямоугольную форму АЧХ, импульсная характеристика имеет вид: sin(t / T) h(t) = sinc(t / T) =, h (t kt) = 0, k = ± 1, ± 2,... (14) t / T Физически реализуемыми являются фильтры Найквиста с амплитудночастотными характеристиками в виде приподнятого косинуса (рис. 24): 17

18 1, f < 2W0 W 2 π f + W 2W0 H (j2π f) = cos, 2W 0 W < f < W (15) 4 W W0 0, f > W где W максимальная ширина полосы, W 0 = 1/(2T) минимальная ширина полосы (для идеального фильтра), r = (W-W 0)/W 0 коэффициент сглаживания (roll-off factor), 0 r 1. Импульсные характеристики фильтров с АЧХ (15) определяются следующим образом: cos[ 2π (W W0) t] h(t) = 2W 0 sinc(2w 0t). (16) 1 4(W W) t 2 0 Рис. 24. Амплитудно-частотные (а) и импульсные (б) характеристики фильтров Найквиста типа приподнятого косинуса Ширина полосы системы с фильтром Найквиста c АЧХ типа приподнятого косинуса для сигнала в основной полосе частот будет равна: 1 r W = 1 (1 + r) Rs = +. (17) 2 2T Важной характеристикой сигналов с импульсной модуляцией является глазковая диаграмма (рис. 25). По ней можно определить уровень межсимвольной интерференции в канале, а также качество работы систем символьной синхронизации, вычисляющих моменты взятия отсчётов в сигнале для определения передаваемой информации. 18

19 1.5. Полосовая модуляция Рис. 25. Получение глазковой диаграммы При полосовой модуляции передаваемая информация кодируется параметрами несущей: её амплитудой, частотой и фазой. Поэтому различают соответственно амплитудную, частотную и фазовую модуляцию, а также их смешанные комбинации. Модуляция может иметь непрерывный или скачкообразный характер. При непрерывной модуляции параметры несущей являются непрерывными функциями времени; если же они меняются скачком в определённые моменты времени, то такая модуляция называется манипуляцией. Непрерывная модуляция применяется в аналоговых системах связи, а манипуляция является признаком цифровых систем связи, поскольку информация в них представлена в виде дискретных символов. В общем виде модулированная несущая записывается следующим образом: s(t) = A(t)cos[ ω 0t + ϕ(t)], (18) где ω 0 частота несущей, A(t), ϕ(t) её амплитуда и фаза. Часто амплитуду сигнала удобно записывать через его среднюю мощность или энергию: 2E s(t) = A(t)cosωt = 2P cosωt = cosωt, T где P мощность сигнала, E энергия одного элемента сигнала (символа) длительности T. Модулированная несущая является полосовым сигналом (её 19

20 спектр сосредоточен в некоторой достаточно узкой полосе частот около несущей частоты). Сравнение спектров полосового сигнала и сигнала в основной полосе частот (низкочастотного) приведено на рис. 26. Рис. 26. Спектр полосового сигнала Демодуляция принятого полосового сигнала (18) может быть когерентной или некогерентной. Если при демодуляции приёмник использует информацию о начальной фазе несущей, демодуляция является когерентной, если данная информация не используется, то демодуляция некогерентная. Соответственно различают когерентный и некогерентный приёмники. Вместо термина демодуляция в цифровой связи как синонимы часто используются термины обнаружение и различение, хотя демодуляция делает акцент на восстановлении сигнала, а обнаружение и различение на принятии решения относительно символьного значения принятого сигнала. Иногда в последние два термина вкладывается разный смысл: под обнаружением понимают принятие решения о том, был ли передан сигнал, кодирующий 1, или была пауза, обозначающая 0 при бинарной передаче, а под различением принятие решения относительно символьного значения принятого сигнала в системах, где для передачи информации используются не менее двух разных сигналов. На рис. 27 представлены наиболее распространённые форматы цифровой модуляции: ASK (amplitude shift keying амплитудная манипуляция), PSK (phase shift keying фазовая манипуляция), FSK (frequency shift keying частотная манипуляция) и смешанная комбинация ASK и PSK (ASK/PSK или APK). В общем случае M-арной передачи сигналов устройство обработки получает k бит в каждый момент времени и указывает модулятору произвести один из M = 2 k возможных сигналов, т. е. за каждый символьный интервал передаётся k = log 2 M бит, что позволяет реализовать определённые компромиссы между скоростью передачи битов, полосой пропускания системы, вероятностью битовой ошибки и мощностью сигнала. Например, для модуляций APK и PSK можно в k раз повысить скорость передачи битов при той же ширине полосы канала, либо при фиксированной скорости передачи сузить необходимую полосу пропускания в k раз. Подробнее о компромиссах 20

21 при использовании M-арной модуляции будет сказано ниже. Частным случаем M-арной модуляции является бинарная с k = 1. Рис. 27. Виды цифровых модуляций: а) PSK; б) FSK; в) ASK; г) APK Фазовая манипуляция При M-арной фазовой манипуляции (MPSK multiple phase shift keying) сигнал имеет следующий вид: 2E 2πi s i (t) = cos[ ω 0 t + ], 0 t T, i = 1, M, (19) T M где E энергия символа, T время передачи символа. При M=2 и M=4 фазовая манипуляция имеет специальные названия двоичная фазовая манипуляция (BPSK binary phase shift keying) и квадратурная фазовая манипуляция (QPSK quadrature phase shift keying). Векторная диаграмма сигнала QPSK приведена на рис. 28. Сигнал с модуляцией QPSK можно представить в виде суммы синфазной и квадратурной компонент (отсюда название квадратурная): 21

23 в спектре (причина механизм, называемый преобразованием амплитудной модуляции в фазовую). Эти боковые полосы отбирают дополнительную мощность источника питания и могут создавать помехи соседним по частоте каналам или другим системам связи. При фильтрации сигнала с модуляцией QPSK фазовый сдвиг на 180 вызовет обращение огибающей в нуль. В модуляции OQPSK максимальный фазовый сдвиг составляет 90, что при фильтрации приводит лишь к лёгкому спаду огибающей (примерно на 30%). Рис. 29. Потоки данных при модуляции QPSK Рис. 30. Потоки данных при модуляции OQPSK Рис. 31. Сигналы: а) QPSK; б) OQPSK 23

24 Частотная манипуляция Общее выражение для сигнала с частотной манипуляцией имеет следующий вид: 2E s (t) = cos(ω t + ϕ), 0 t T, i = 1 M. (21) i i, T Здесь частота ω i может принимать M дискретных значений, а фаза ϕ является произвольной константой. Изображение сигнала в модуляции FSK дано на рис. 27, б для случая M = 3 без разрыва фазы. В общем случае многочастотной манипуляции (MFSK) переход к другому тону может быть довольно резким (со скачком фазы). Если все сигналы ортогональны между собой, т. е. T 0 s (t) s i j (t) dt = 0, i векторами в M-мерном пространстве. j, то они описываются взаимно перпендикулярными Амплитудная манипуляция Сигнал с амплитудной манипуляцией, изображённый на рис. 27, в, описывается выражением: 2Ei (t) si (t) = cos(ω 0 t + ϕ), 0 t T, i = 1, M, (22) T где энергия символа E i (t) может принимать M дискретных значений, а фаза ϕ произвольная константа Амплитудно-фазовая манипуляция Сигнал c APK изображён на рис. 27, г, и выражается как 2Ei (t) si (t) = cos[ ω 0 t + ϕi (t)], 0 t T, i = 1, M. (23) T В приведённом на рис. 27, г примере M = 8, и можно видеть одновременные (в моменты переходов между символами) скачки амплитуды и фазы. При изображении набора сигналов какой-либо схемы модуляции (ASK, PSK, APK) в полярной системе координат обычно изображают только концы векторов сигналов, при этом получается набор точек на плоскости, называемый сигнальным созвездием. На рис. 32 показаны сигнальные созвездия для нескольких видов модуляций. 24

25 Рис. 32. Сигнальные созвездия для модуляций QPSK, 8-PSK и QAM-16 Амплитудно-фазовую манипуляцию, при которой сигнальное созвездие является симметричной решёткой (например, как у QAM-16 на рис. 32), называют квадратурной амплитудной модуляцией (QAM quadrature amplitude modulation). На рис. 33 показаны схемы модуляторов для описанных видов модуляций. На рис. 33, а изображён модулятор для бинарных (M = 2) ASK и BPSK. Блок формирования импульса производит фильтрацию сигнала PCM с целью сужения ширины полосы сигнала (фильтр Найквиста). В случае M-арной ASK перед блоком формирования импульса должен присутствовать кодер, переводящий сигнал из бинарной импульсно-кодовой модуляции в M-уровневую амплитудно-импульсную (АИМ), осуществляя, таким образом, модуляцию импульсов по амплитуде. Рис. 33. Структурные схемы модуляторов для различных видов модуляций: а) для ASK, BPSK; б) для MFSK; в) для любого вида модуляции 25

26 Рис. 33, б описывает структуру модулятора для формирования сигнала c M-арной частотной манипуляцией, а модулятор на рис. 33, в осуществляет все виды M-арных фазовых или амплитудно-фазовых манипуляций. Такая схема на рис. 33, в называется квадратурным модулятором, т. к. использует два канала на одной частоте, несущие в которых ортогональны. В этом случае кодер разделяет входной поток битов на чётные и нечётные биты, при этом чётные биты обрабатываются одним каналом, а нечётные другим. Кроме этого, кодер (перед преобразованием сигналов обоих каналов в M-уровневую АИМ) часто выполняет кодирование в соответствии с кодом Грея, описанным ниже. Сигнал на выходе квадратурного модулятора формируется в соответствии с формулой (20), в которой d I (t) и d Q (t) являются сигналами с M-уровневой АИМ Оптимальный корреляционный приёмник для канала с аддитивным белым гауссовским шумом На рис. 34 показаны два варианта построения оптимального алгоритма приёма сигналов в канале с аддитивным белым гауссовским шумом (АБГШ). Входной сигнал приёмника задан в виде: r(t) = si (t) + n(t), 0 t T, i = 1, M, (24) где s i (t) переданный сигнал, n(t) АБГШ. Рис. 34. Варианты оптимального корреляционного приёмника для канала с АБГШ: а) с опорными сигналами в виде передаваемых символов, б) с опорными сигналами в виде базисных функций 26

27 В первом варианте (рис. 34, а) количество каналов приёмника равно количеству передаваемых символов в системе связи. В случае, когда всё множество передаваемых сигналов, соответствующих различным символам, можно представить в некотором ортогональном базисе {ψ j (t)}, количество функций которого меньше, чем количество символов, то количество каналов приёмника также может быть уменьшено. Сигналы выражаются через базисные функции следующим образом: s (t) a ψ (t), (25) i = N j= 1 ij T T 1 где aij si (t) j (t) dt, j (t) k (t) dt K j jk, K ψ ψ ψ = 1, j = k = δ δ jk = j, k = 1, K, N. j 0 0 0, j k По значениям сигналов на выходах интеграторов в момент времени T, соответствующий окончанию интегрирования на длительности одного символа, схема принятия решений определяет переданный символ. В случае двоичной модуляции любого вида количество каналов оптимального корреляционного приёмника может быть уменьшено до одного (рис. 35). j Рис. 35. Двоичный корреляционный приёмник Приёмники на рис. 34, 35 являются когерентными, т.е. требуют, чтобы начальные фазы входного сигнала и опорных сигналов были одинаковы на каждом символьном интервале. Это обеспечивается специальной системой фазовой синхронизации. На рис. 36 показаны структурные схемы корреляционного когерентного приёмника двоичных сигналов и передатчика, содержащие минимальный набор необходимых блоков. Рис. 36. Корреляционный когерентный приёмник двоичных сигналов и передатчик 27

28 В передатчике спектр входного двоичного сигнала сужается с помощью ФНЧ до ширины полосы канала передачи, осуществляется модуляция несущей низкочастотным сигналом с выхода ФНЧ, после чего полученный полосовой сигнал фильтруется полосовым фильтром (ПФ), подавляющим продукты нелинейного преобразования в модуляторе, и передаётся в канал передачи. В канале к сигналу добавляются шумы и помехи. Искажённый входной сигнал фильтруется полосовым фильтром приёмника с целью подавления части шумов и помех, спектр которых лежит вне полосы приёма. Далее сигнал демодулируется, проходя через преобразователь частоты (перемножитель) и ФНЧ, заменяющий интегратор на рис. 35, и происходит различение в схеме принятия решений, которая представляет собой схему сравнения с порогом. Схема восстановления несущей (СВН) осуществляет восстановление несущего колебания, устраняя его модуляцию информационным сигналом и позволяя, таким образом, получить опорный сигнал с такой же частотой и начальной фазой, как и у принимаемого сигнала (когерентный приём). Схема восстановления тактовой частоты (СВТЧ) выполняет тактовую (символьную) синхронизацию, т.е. выделяет те моменты времени, в которые необходимо брать выборки в сигнале на выходе ФНЧ для подачи на пороговое устройство Когерентный приём сигналов с фазовой манипуляцией Сигнал в модуляции MPSK выражается следующим образом: 2E 2πi s i (t) = cos 0 t, 0 t T, i = 1, M T ω M. Здесь E энергия сигнала за время передачи символа T. Для представления сигналов s i (t) удобно использовать следующий ортонормированный базис: 2 2 ψ 1(t) = cosω0t, ψ 2(t) = sinω0t. (26) T T Запишем сигнал s i (t) в данном базисе: 2πi 2πi si (t) = ai1ψ 1(t) + ai2ψ 2(t) = E cos ψ 1(t) + E sin ψ 2(t). (27) M M Структура демодулятора сигналов MPSK показана на рис. 37. Рис. 37. Демодулятор сигналов MPSK 28

29 Корреляторы вычисляют функции X = T 0 T r(t) ψ 1 (t) dt и Y = r(t) ψ 2 (t) dt (здесь r(t) = s i (t) + n(t) принятый сигнал, n(t) белый гауссовский шум), отношение которых даёт оценку фазы принятого сигнала. Полученная оценка сравнивается с фазами-прототипами, и выбирается значение фазы, ближайшее к фазе переданного сигнала. Данная схема демодуляции является когерентной, т. е. требует, чтобы фазы базисных опорных сигналов ψ 1(t) и ψ 2(t) были согласованы с начальной фазой передаваемого сигнала. Если согласование по фазе будет отсутствовать, демодулятор будет выдавать неверные значения фазы Когерентный приём сигналов с частотной манипуляцией Сигнал MFSK описывается формулой (21). Обычно разница между соседними частотами выбирается кратной 1/2T, чтобы сигналы были ортогональны между собой. В этом случае сигналы-прототипы s i (t) будут одновременно являться (с точностью до постоянного множителя) 2 ортонормированными базисными функциями ψ i (t) = cosωit. Расстояние T между любыми двумя векторами ортонормированных сигналов-прототипов s i и s j является постоянным: d (s, s) = s s = 2E для i j. i j Структура корреляционного приёмника показана на рис. 38. i j 0 Рис. 38. Когерентная демодуляция сигналов MFSK Поскольку все сигналы-прототипы (или базисные функции) ортогональны, при идеальных условиях лишь один из корреляторов даст на выходе ненулевой сигнал Когерентный приём сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией Сигнал в модуляции APK можно представить в следующем виде: 2Ei (t) si (t) = cos[ ω 0t + ϕi (t)] = ai1ψ 1(t) + ai2ψ 2(t), (28) T 29

30 2 2 2πi 2πi где ψ 1(t) = cosω0t, ψ 2(t) = sinω0t ai1 = Ei cos, ai2 = Ei sin. T T M M a i1 и a i2 являются координатами точки в сигнальном созвездии (в осях sin ω 0 t и cos ω 0 t), изображающей переданный символ. Демодулятор имеет структуру, показанную на рис. 39. Рис. 39. Демодулятор сигналов APK (квадратурный демодулятор) Некогерентный приём сигналов с дифференциальной фазовой манипуляцией Дифференциальная фазовая манипуляция (DPSK differential phase shift keying) часто называется также относительной фазовой модуляцией (ОФМ). Основа дифференциального когерентного обнаружения сигналов с DPSK состоит в следующем. В процессе демодуляции в качестве опорной фазы применяется фаза сигнала предыдущего интервала передачи символа. Её использование требует дифференциального кодирования последовательности сообщений в передатчике, поскольку информация кодируется разностью фаз между двумя последовательными импульсами. Для передачи i-го сообщения (i = 1, 2, M) фаза текущего сигнала должна быть смещена на ϕ i = 2πi/M радиан относительно фазы предыдущего сигнала. Демодулятор вычисляет фазу поступившего импульса и сравнивает его с фазой предыдущего импульса. По разности этих фаз определяется значение переданного символа. Вычисление фазы может производиться так же, как на рис. 37, с тем отличием, что базисные сигналы синхронизируются с принимаемым сигналом только по частоте. Модуляция DPSK менее эффективна, чем PSK, поскольку в первом случае вследствие корреляции между сигналами ошибки могут распространяться на соседние времена передачи символов. PSK и DPSK отличаются тем, что в первом случае принятый сигнал сравнивается с идеальным опорным, а во втором два зашумлённых сигнала, поэтому модуляция DPSK даёт вдвое больший шум, чем PSK. Преимущество DPSK в меньшей сложности схемы, не требующей синхронизации по фазе. 30

31 Рассмотрим пример бинарной модуляции DPSK (DBPSK, ОФМ-2). На рис. 40 представлено дифференциальное кодирование двоичного потока сообщений m(k), где k индекс дискретизации. Дифференциальное кодирование начинается (третья строка на рисунке) с произвольного выбора первого бита кодовой последовательности c(k = 0) (в данном случае выбрана единица). Затем последовательность закодированных битов c(k) кодируется одним из двух способов: c(k) = c(k 1) m(k) (29) или c(k) = c(k 1) m(k), (30) Рис. 40. Дифференциальное кодирование где символ обозначает сложение по модулю 2 (операция исключающее «или»), а черта над выражением означает инверсию. На рис. 41 была использована формула (30). Другими словами, текущий бит кода c(k) равен единице, если бит сообщения m(k) совпадает с предыдущим закодированным битом c(k 1), в противном случае c(k) = 0. В четвёртой строке рисунка кодированная последовательность битов c(k) преобразовывается в последовательность сдвигов фаз θ(k), где единица представляется сдвигом фазы на π, а ноль нулевым сдвигом. Декодирование битов сообщения в приёмнике, закодированных по формуле (30), производится в соответствие со следующей логикой: m (k) = c(k) c(k 1). На рис. 41 показана схема приёма сигнала с модуляцией DBPSK. Рис. 41. Демодуляция сигнала DPSK 31

32 Некогерентный приём сигналов с частотной манипуляцией На рис. 42 показан некогерентный демодулятор сигналов с модуляцией 2 2 2FSK. Базисными функциями являются функции sinωit; cosω i t. T T Каждый канал состоит из двух корреляторов и схемы выделения квадрата огибающей. Если передаётся символ с частотой ω 1, то в силу ортогональности сигналов c частотами ω 1 и ω 2 на длине символьного интервала T на выходе первого (верхнего) канала будет ненулевое напряжение (в отсутствие шумов), а на выходе второго канала нулевое. Рис. 42. Некогерентная демодуляция сигналов с частотной манипуляцией Можно показать , что для обеспечения ортогональности сигналов с произвольной разностью начальных фаз на интервале Т необходимо, чтобы 2π разность между соседними частотами была равна ωi ωi 1 =. T 1.6. Критерий принятия решений в двоичном когерентном приёмнике Схема принятия решений в двоичном когерентном приёмнике принимает и сравнивает с пороговым значением выборки на выходе коррелятора z(T) = ai (T) + n0 (T), i = 1, 2. Величина z(t) является гауссовой случайной величиной со средним значением a i (t). 32

33 Примем две статистические гипотезы относительно принятого сигнала: H1 был передан сигнал s 1, H2 был передан сигнал s 2. Наиболее естественным является выбор такого критерия принятия решений о принятом сигнале, который обеспечивает выбор наиболее вероятной из гипотез H1 и H2 при определённом значении выборки z(t):, (31) где P(s 1 z), P(s 2 z) апостериорные вероятности передачи сигналов s 1 и s 2. Используя теорему Байеса в виде P(z s1,2) P(s1,2) P (s1,2 z) =, P(z) преобразуем (31) к виду:. (32) Критерий (32) называется критерием отношения правдоподобий (или критерием максимума апостериорной вероятности, или критерием минимума ошибки). P(s 1), P(s 2) в (32) априорные вероятности гипотез H 1 и H 2 (априорные вероятности передачи сигналов s 1 и s 2). Чаще всего в системах связи P(s 1) = P(s 2), в этом случае критерий (32) упрощается:. (33) Критерий (33) называется критерием максимального правдоподобия. Данное название обусловлено тем, что функции, входящие в числитель и знаменатель дроби в (33) называются функциями правдоподобия. Вид данных функций для канала с АБГШ задаётся выражением для распределения гауссовской случайной величины: 2 1 (z a 1,2) P (z s1,2) = exp 2. (34) 2πσ 2σ Вид этих функций показан на рис. 43. Подставляя (34) в (33), получим: Рис. 43. Функции правдоподобия 33

34 После логарифмирования обеих частей выражении (35) получим: Из (35) после упрощения следует: 34. (35). (36). (37) Выражение (37) представляет собой решающее правило для двоичного когерентного приёмника при равенстве априорных вероятностей передачи сигналов. Для двоичных фазовой и частотной манипуляций (BPSK и BFSK) a 1 = a 2 и γ=0, а для двоичной амплитудной манипуляции (BASK) a 1 =0 и γ=a 2 /2, где a 1 и a 2 определяются уровнем усиления сигнала Вероятность ошибок в двоичном когерентном приёмнике Одним из важнейших критериев производительности цифровых систем связи является зависимость вероятности появления ошибочного бита P b от отношения энергии сигнала, приходящейся на один бит, к спектральной плотности мощности аддитивного белого гауссовского шума E b /N 0. Данное отношение часто называют энергетическим отношением сигнал/шум. При этом предполагается, что единственным источником искажений сигнала является тепловой шум (АБГШ). Удобство использования отношения E b /N 0 вместо отношения мощности сигнала к мощности шума S/N (соотношение сигнал/шум по мощности), как в аналоговых системах связи, состоит в том, что так удобнее сравнивать производительность цифровых систем на битовом уровне. Это важно для цифровых систем, поскольку сигнал может иметь произвольное n- битовое значение (один символ может кодировать n бит). Предположим, что для данной вероятности возникновения ошибки в цифровом двоичном сигнале требуемое отношение S/N = 20. Поскольку двоичный сигнал имеет однобитовое значение, требуемое отношение S/N на бит равно 20. Пусть теперь сигнал является 1024-уровневым с теми же 20 единицами требуемого отношения S/N. Теперь, поскольку сигнал имеет 10-битовое значение, требуемое отношение S/N на один бит равно 2. Параметр E b /N 0 характеризует отношение сигнал-шум, приходящееся на один бит. Параметр E b /N 0 связан с параметром S/N следующим соотношением: E b S Tb S / R S W = = N N W N W =, (38) 0 / / N R где T b время передачи бита, N мощность шума, R скорость передачи битов, W ширина полосы. Отношение R/W называется спектральной эффективностью системы или эффективностью использования полосы

35 частот и выражается в бит/с/гц. Это отношение показывает, насколько эффективно система использует полосу частот. Общая вероятность ошибки в двоичном когерентном приёмнике будет определяться следующим образом: P b = P(H 2 s1) P(s1) + P(H1 s2) P(s2). (39) При P(s 1) = P(s 2) получим: P b = P(H 2 s1) = P(H1 s2). (40) В соответствии с (40) и рис (z a 2) 1 2 σ (2 a1 a2 e dz = Q + + σ 2π 2σ (a1 a2)/ 2 (a1 a2) / 2 Pb = p z s2) dz = 35, (41) 2 1 u 1 x где Q(x) = exp du = erfc табличный интеграл, x π 2 2 erfc(x) = e u 2 du дополнительная функция ошибок. π x Можно показать , что дисперсия шума на выходе коррелятора с опорным сигналом в виде нормированной базисной функции будет равна 2 σ = N0 / 2, где N 0 уровень спектральной плотности мощности аддитивного белого гауссовского шума в канале. Также в показано, что для модуляции BPSK a 1 = a2 = Eb, для модуляции BFSK a 1 = a2 =, а для модуляции 2 BASK a 1 = E, a 2 = 0. Подставляя данные значения параметров в (41), получим выражения для вероятностей битовых ошибок в двоичном когерентном приёмнике для канала с АБГШ: 2E b P = b Q (42) N0 для модуляции BPSK, где E b энергия сигнала, приходящаяся на 1 бит передаваемой информации, E b P b = Q (43) N 0 для модуляции BFSK, E E b P = b = Q Q (44) 2N 0 N0 для модуляции BASK, где E энергия символа с ненулевой амплитудой, E Eb = средняя энергия, приходящаяся на 1 бит. 2 E b

36 На рис. 44 приведены графики зависимостей вероятности битовой ошибки от отношения сигнал/шум для различных видов бинарных модуляций и различных способах приёма (когерентный и некогерентный). Рис. 44. Зависимость вероятности битовых ошибок в канале с АБГШ от отношения сигнал/шум для различных видов модуляции На рис. 45 и 46 показаны аналогичные зависимости для модуляций MFSK и MPSK соответственно при различных значениях M = 2 k. Как видно из сравнения этих рисунков, при ортогональной передаче с ростом k происходит уменьшение вероятности битовой ошибки, а при многофазной увеличение. Можно показать , что соотношение между вероятностью битовой ошибки и вероятностью символьной ошибки для ортогональных M-арных сигналов (MFSK) даётся выражением: k P / b M = =. (45) k Ps 1 M 1 Аналогичное соотношение для многофазных сигналов MPSK при использовании кода Грея имеет вид: Ps Pb (для P s << 1). (46) log 2 M 36

37 Код Грея это код преобразования бинарных символов в M-арные, такие, что двоичные последовательности, соответствующие соседним символам (сдвигам фаз), отличаются только одним битом. На рис. 47 обычная бинарная кодировка сравнивается с кодировкой Грея. При появлении ошибки в M-арном символе наиболее вероятными являются ближайшие соседние символы, отличающиеся от переданного лишь одним битом, если используется кодировка Грея. Таким образом, высока вероятность того, что при кодировании с помощью кода Грея в случае возникновения ошибки ошибочным будет только один из k = log 2 M переданных битов. Рис. 45. Вероятность битовых ошибок для модуляции MFSK (когерентный приём) при различных значениях M = 2 k 37

38 Рис. 46. Вероятность битовых ошибок для модуляции MPSK (когерентный приём) при различных значениях M = 2 k Рис. 47. Последовательная кодировка (а) и кодировка Грея (б) В таблице 1 приводятся выражения для вероятности битовой ошибки (для бинарных модуляций и модуляции QPSK) и вероятности символьной ошибки (для M-арных модуляций). 38

39 Вид модуляции BASK BPSK QPSK Ортогональная BFSK (когерентное обнаружение) Ортогональная BFSK (некогерентное обнаружение) DPSK (некогерентное обнаружение) DPSK (когерентное обнаружение) Вероятность ошибки на бит (P b) или на символ (P s) P b = Q 1 E b N 0 здесь и далее Q(x) = 2π x гауссов интеграл ошибок P b P b P = 2Q P P b b P b = Q = Q = Q 2E N 0 2E N E 0 b N 0 b b 2 u exp 2 1 E exp b 2 2N = 0 1 E exp 2 = b b N 0 2E N 0 b 1 Q 2E N 0 b du Таблица 1. Примечание для ортогональных сигналов: s (t) = Acos t s 1 ω 2 (t) = 0 0 t T для антиподных сигналов: s (t) = Acosωt s 1 2 (t) = Acosωt 0 t T 39

40 2E MPSK () 2 s π P sin s M Q, M > 2 N0 M DMPSK (некогерентное обнаружение) Ортогональная MFSK (когерентное обнаружение) Ортогональная MFSK (некогерентное обнаружение) QAM P P () 2 s M Q 2E N 0 P (M) (M s 1 E exp M N s sin 1) Q π 2M E N, s 0 exp M > 2 M = s j M E s s (1) C j 0 j = 2 jn0 P b C M j 2(1 L log L 2 1 =) Q M! j!(M 2 j)! 3log L 2 L 1 2E N 0 b, для больших отношений E s /N 0, E s =E b log 2 M энергия, приходящаяся на символ, M=2 k количество равновероятных символов cм. примечание для MPSK E s =E b log 2 M энергия, приходящаяся на символ, M=2 k количество равновероятных символов cм. примечание для MFSK с когерентным обнаружением для прямоугольной решётки; L количество уровней амплитуды в одном измерении; используется код Грея 40

41 2. Системные компромиссы 2.1. Основные параметры и ресурсы системы связи Основными параметрами цифровой системы связи являются: вероятность битовой ошибки; скорость передачи битов; ширина полосы частот сигнала; мощность сигнала. Основные ресурсы системы связи: энергетический (излучаемая мощность); частотный (ширина полосы). При изменении одного из параметров системы в лучшую сторону какойлибо другой параметр (или параметры), как правило, меняются в худшую сторону (например, для снижения вероятности битовой ошибки необходимо увеличивать мощность сигнала). На практике один из ресурсов системы связи, как правило, дороже другого. Например, для сотового телефона энергетический ресурс всегда ограничен в силу того, что телефон питается от аккумулятора и излучаемая им мощность ограничена санитарными нормами Пропускная способность канала связи Пропускной способностью канала связи называется величина максимально достижимой скорости передачи информации в канале, при которой можно обеспечить теоретически бесконечно малую вероятность битовых ошибок. Пропускной способностью канала связи с аддитивным белым гауссовским шумом определяется теоремой Шеннона: при определённом кодировании сигнала информация может быть передана со сколь угодно малой вероятностью ошибки при скорости передачи R C, где S C = W log [бит/с]. (47) N В формуле (47) W ширина полосы канала, S мощность сигнала, N мощность шума. Выражение (47) при R = C можно переписать в следующем виде: Eb W C = (2 / W 1). (48) N0 C Из (48) следует, что при C/W 0 величина E b / N 0 1,6 дб (рис. 48). Это так называемый предел Шеннона: если отношение сигнал/шум E b / N 0 1,6 дб, то пропускная способность канала связи C = 0. В этом случае в соответствии с теоремой Шеннона не существует методов кодирования сигнала, которые 41

42 позволили бы обеспечить малую вероятность возникновения битовых ошибок в канале связи. Поэтому на практике отношение сигнал/шум E b / N 0 всегда должно превосходить предел Шеннона. Рис. 48. Предел Шеннона 2.3. Плоскость «полоса-эффективность» На рис. 49 показана так называемая плоскость «полоса-эффективность», на которой наглядно видны различные компромиссы при изменении параметров системы связи. Точки на данной плоскости (в виде кружков, треугольников и квадратов) соответствуют различным видам модуляции при следующих условиях: вероятность битовых ошибок P b = 10-5 ; для ограничения ширины спектра сигнала применяется идеальный фильтр Найквиста; система связи с одной несущей; не используются коды коррекции ошибок. Прямая 1 на этом рисунке соответствует изменению мощности сигнала, а прямые 2 и 3 изменению вида модуляции. Область, лежащая выше горизонтальной оси, является областью ограниченной полосы, т.к. виды модуляции сигнала, находящиеся в данной области, обеспечивают высокую спектральную эффективность системы связи и поэтому применяются чаще всего в условиях дефицита частотного ресурса. Однако, отношение сигнал/шум при этом должно быть достаточно высоким. Область, лежащая ниже горизонтальной оси, является областью ограниченной мощности, т.к. виды модуляции сигнала, находящиеся в данной 42

43 области, обладают малой спектральной эффективностью, но требуют меньших значений отношения сигнал/шум, а, значит, и меньших мощностей сигнала, и поэтому применяются чаще всего в условиях дефицита энергетического ресурса. Рис. 49. Плоскость «полоса-эффективность» 43

44 3. Широкополосные сигналы 3.1. Преимущества широкополосных сигналов Широкополосные сигналы математически можно классифицировать как узкополосные в смысле малости отношения ширины спектра к несущей частоте. Термин «широкополосный» означает, что спектр такого сигнала значительно шире, чем это необходимо для передачи информации с заданной скоростью. При этом база такого сигнала (произведение ширины спектра на длительность) больше единицы. Широкополосные сигналы часто называют сложными сигналами в отличие от простых, которые имеют базу, равную единице. Преимущества широкополосных сигналов заключаются в следующем: пониженная спектральная плотность энергии; скрытность; повышенная точность локации; повышенная устойчивость к помехам; устойчивость к многолучёвости; возможность организации множественного доступа без разнесения по частоте и времени Расширение спектра методом прямой последовательности На рис. 50 показана структура передатчика и приёмника при расширении спектра методом прямой последовательности. Рис 50. Структура передатчика и приёмника при расширении спектра методом прямой последовательности 44

45 Суть данного метода состоит в следующем: двухуровневый биполярный информационный сигнал x(t) умножается в передатчике на расширяющую двухуровневую биполярную последовательность g(t), ширина импульсов которой значительно меньше ширины информационных импульсов. При этом ширина спектра произведения x(t) g(t) становится больше относительно спектра x(t). Затем такой сигнал подаётся на обычный модулятор (на рис. 50 для модуляции BPSK). Сигнал на выходе передатчика можно записать так: s(t) = 2Px(t) g(t)cosω0t. В приёмнике принятый широкополосный сигнал ещё раз умножается на ту же расширяющую последовательность, что и в передатчике: z (t) = A 2Px(t τ) g(t τ) g(t ˆ)cos[ τ ω0 (t τ) + ϕ], где τ время распространения сигнала от передатчика до приёмника, τˆ оценка этого времени приёмником. Благодаря тому, что g(t) = ±1, после умножения на расширяющую последовательность в приёмнике широкополосный сигнал снова становится узкополосным, т.к. g (t τ) g(t ˆ) τ 1 при τ =τˆ. На рис. 51 приведён пример расширения спектра методом прямой последовательности. Рис. 51. Пример расширения спектра методом прямой последовательности: а) исходные двоичные данные, б) кодовая последовательность, в) переданная последовательность, г) фаза переданной несущей, д) фазовый сдвиг, выполненный кодом приёмника, е) фаза несущей после сужения спектра в приёмнике, ж) демодулированный информационный сигнал Степень расширения спектра характеризуется коэффициентом расширения: 45

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования «Нижегородский государственный университет им. Н.И. Лобачевского» Радиофизический факультет

Разновидности сигналов ФМ-4 1. ФМ-4 (QPSK) Плотность мощности сигнала ФМ-4 (и ФМ-4С) описывается уравнением Рисунок 1. Спектр сигнала ФМ-4. Полоса частот (от нулевого уровня до нулевого уровня) сигнала

УДК 519.517 ОЦЕНКА ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТИ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ С ОРТОГОНАЛЬНЫМ ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ Кобозева И.Г. Постановка задачи. В докладе рассматривается многоканальная система связи с ортогональным

Лекция 9 Оптимальные алгоритмы приема при полностью известных сигналах. Когерентный прием Для решения задачи об оптимальном алгоритме приема дискретных сообщений сделаем следующие допущения:. Все искажения

Предисловие 9 Список сокращений 10 Введение 11 Глава 1. Основные понятия теории связи 14 1.1. Информация, сообщение, сигнал 14 1.2. Связь, сеть связи, система связи 17 1.3. Кодирование и модуляция 23 1.4.

Часть 4. Технологии битовых потоков 1. Передача цифровых данных электромагнитными сигналами 1.1 Элементы теории Сигнал характеризуется информационным параметром (и.п.): амплитудой, частотой, фазой или

ПРАКТИЧЕСКОЕ ЗАНЯТИЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ НЕПРЕРЫВНОГО СИГНАЛА В ДИСКРЕТНЫЙ СИГНАЛ Теоретический материал В 933 году в работе "О пропускной способности "эфира" и проволоки в электросвязи" В.А. Котельников доказал

Часть 5 МЕТОДЫ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ФУНКЦИИ СПЕКТРАЛЬНОЙ ПЛОТНОСТИ Функции спектральной плотности можно определять тремя различными эквивалентными способами которые будут рассмотрены в последующих разделах: с помощью

УДК 621.372 Моделирование радиосистемы передачи информации с когерентным приемом сигнала в среде Matlab+Simulink Попова А.П., студент Россия, 105005, г. Москва, МГТУ им. Н.Э. Баумана, кафедра «Радиоэлектронные

Методы аналоговой модуляции при передаче данных Когда мы хотим передать данные, используя аналоговые телефонные линии, мы должны конвертировать электрические сигналы, исходящие от DTE, в форму приемлемую

Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Поволжский государственный университет телекоммуникаций и информатики кафедра ТОРС Задание и методические указания к курсовой

ИССЛЕДОВАНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ АЛГОРИТМА ОБНАРУЖЕНИЯ УЗКОПОЛОСНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ РАДИОСИГНАЛОВ С НЕИЗВЕСТНЫМИ ПАРАМЕТРАМИ НА ФОНЕ ГАУССОВСКИХ ШУМОВ С НЕИЗВЕСТНОЙ СПЕКТРАЛЬНОЙ ПЛОТНОСТЬЮ А.Н. Николаев Введение

Лекция 11 Прием непрерывных сообщений. Критерии помехоустойчивости Сообщение в общем случае представляет собой некоторый непрерывный процесс bt, который можно рассматривать как реализацию общего случайного

Лабораторная работа 3 Стандарты сжатия изображений с потерей качества. Стандарт JPEG. Широко используемым на практике подклассом систем сжатия изображений с потерей качества являются системы, основанные

Алгоритмы синхронизации в OFDM системах Синхронизация приёмо-передающих устройств в OFDM - системе Рассмотрим обобщенную функциональную схему системы передатчик канал - приемник использующей OFDM представленную

МОСКОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ГРАЖДАНСКОЙ АВИАЦИИ А.Н.ДЕНИСЕНКО, В.Н.ИСАКОВ МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ по выполнению лабораторных работ на ПК по дисциплине «ТЕОРИЯ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ЦЕПЕЙ»

Аналого-цифровое преобразование. Дискретизация по времени и квантование по уровню Дискретизация по времени и квантование по уровню лежат в основе преобразования сигнала из аналоговой формы в цифровую.

Одесская национальная академия связи им. А.С. Попова Кафедра теории электрической связи им. А.Г. Зюко МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ к самостоятельной раоте по дисциплине УСТРОЙСТВА ПРИЕМА и ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ

Методические материалы примеры билетов КР и вариантов РГР по курсу «Математические методы обработки цифровых сигналов» Рубежный контроль 1 1. Разложите вектор (,1, 1 по векторам 1) (1,2,1), (,2,3) 1,

ЛР 3 Определение пропускной способности дискретного канала. Тема: Выполнение расчетов по теореме отчетов. Определение пропускной способности дискретного канала. Цель: научиться выполнять расчеты по теореме

Цифровая обработка сигналов Контрольные вопросы к лабораторной работе 1 1. Частоту дискретизации сигнала увеличили в два раза. Как изменится амплитуда выбросов аналогового сигнала, восстановленного согласно

126 Радиоэлектроника, радиофизика ТРУДЫ МФТИ. 2010. Том 2, 3 УДК 681.3.07 Ю.П. Озерский Московский физико-технический институт (государственный университет) Цифровая модуляция сигнала при передаче двоичной

МОДЕЛЬ МОДЕМА СОТОВОЙ СИСТЕМЫ СВЯЗИ С.С. Твердохлебов, студент каф. РТС, научн. руководитель, доцент каф. РТС А.М. Голиков [email protected] Частотная манипуляция (FSK). Значениям и информационной последовательности

Министерство образования и науки Российской Федерации ФЕДЕРАЛЬНОЕ ГОСУДАРСТВЕННОЕ БЮДЖЕТНОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ ВЫСШЕГО ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ КАЗАНСКИЙ НАЦИОНАЛЬНЫЙ ИССЛЕДОВАТЕЛЬСКИЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ

СПОСОБЫ КОДИРОВАНИЯ Требования к кодированию Минимизировать ширину спектра сигнала Обеспечить синхронизацию между передатчиком и приёмником Обеспечить устойчивость к шумам Обнаружить и устранить битовые

Материалы Международной научно-технической школы-конференции, 3 ноября 8 г. МОСКВА МОЛОДЫЕ УЧЕНЫЕ 8, часть 4 МИРЭА РЕГУЛЯРИЗИРУЮЩИЙ АЛГОРИТМ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ВЕСОВОЙ ФУНКЦИИ ОПТИМАЛЬНОГО ПРИЕМНИКА ДВОИЧНЫХ

1. Введение Восстановление несущей частоты для сигналов с ФМ-4 Большинство систем связи, работающих в импульсном режиме, используют для устранения неоднозначности несущей частоты и синхронизации преамбулу

МОСКОВСКИЙ ОРДЕНА ЛЕНИНА, ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ И ОРДЕНА ТРУДОВОГО КРАСНОГО ЗНАМЕНИ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ ИМ. М. В. ЛОМОНОСОВА ФИЗИЧЕСКИЙ ФАКУЛЬТЕТ КАФЕДРА РАДИОФИЗИКИ СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТ

Лекция 4. Сигнал при импульсной модуляции При импульсной модуляции модулирующий сигнал представляет собой последовательность импульсов прямоугольной формы длительностью τ и периодом повторения Т =/F, где

1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ АНАЛОГОВЫХ ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ (АЭУ). ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ АЭУ 1. 1. Общие сведения об аналоговых электронных устройствах (АЭУ), принципы их построения Аналоговые сигналы

Робоча навчальна програма з дисципліни Супутникові системи зв язку Введение 1.1. Объект изучения Аналоговые и цифровые Земные станции спутниковой связи и орбитальные бортовые ретрансляторы. 1.2. Предмет

Содержание Содержание.... Теоретические основы ЦОС..... Виды сигналов...... Аналоговые сигналы...... Дискретные сигналы.....3. Цифровые сигналы...3.. Аналоговые сигналы...3... Представление сигнала интегралом

Индивидуальные домашние задания Задание. Найти коэффициент эффективности (в дб) блока пространственной обработки сигналов от 4-элементной (m= 4) квадратной антенной решётки со стороной квадрата, равной

ХАРАКТЕРИСТИКИ АНАЛОГО-ЦИФРОВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ В любой современной автоматизированной системе, в том числе ИИС, имеются объекты, выдающие и принимающие информацию в аналоговой форме. Следовательно, существует

7 Обнаружение сигналов 71 Постановка задачи обнаружения сигналов Среда где распространяется сигнал РПдУ + РПУ Рис71 К постановке задачи обнаружения сигналов Радиопередающее устройство (РПдУ) на интервале

Беспроводные сенсорные сети Тема 4: Основы радиопередачи МАИ каф. 609, Терентьев М.Н., [email protected] Вэтой теме Радиоволны Распространение радиоволн различных частот Аналоговые и цифровые сигналы Диапазоны

Звук и видео как сигналы Цифровой звук и видео Лекция 1 2 Определение сигнала «процесс изменения во времени физического состояния какого-то объекта, в результате которого осуществляется передача энергии

Министерство образования и науки Российской Федерации Сибирский федеральный университет СИСТЕМЫ СВЯЗИ ПОДВИЖНЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ Лекции Учебно-методическое пособие Электронное издание Красноярск СФУ 2013

Серия РАДИОФИЗИКА. Вып. 105 УДК 61.37 АДАПТИВНЫЙ ЦИФРОВОЙ АЛГОРИТМ АНАЛИЗА ФАЗЫ ДЛЯ ПРИЕМА И ДЕКОДИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ С ФАЗОВОЙ И ЧАСТОТНОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ М.М. Сорохтин, О.А. Морозов, А.А. Логинов Рассматривается

Тема: Каналы связи. Лекция 5 1. Характеристики каналов передачи данных 1.1. Обобщенные характеристики сигналов и каналов Сигнал может быть охарактеризован различными параметрами. Таких параметров, вообще

Тема 5. Сообщения. Сигналы. 1. Сообщение. Теория информации это наука о получении, преобразовании, накоплении, отображении и передаче информации. С технической точки зрения, информация - это сведения,

ОГЛАВЛЕНИЕ РЯДЫ ФУРЬЕ 4 Понятие о периодической функции 4 Тригонометрический полином 6 3 Ортогональные системы функций 4 Тригонометрический ряд Фурье 3 5 Ряд Фурье для четных и нечетных функций 6 6 Разложение

УДК 61.391 ПРИМЕНЕНИЕ ДИСКРИМИНАНТНОЙ ПРОЦЕДУРЫ ПРИ СИНТЕЗЕ И АНАЛИЗЕ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННОЙ СИСТЕМЫ, ОСНОВАННОЙ НА МАНИПУЛЯЦИИ СТАТИСТИЧЕСКИМИ ХАРАКТЕРИСТИКАМИ СЛУЧАЙНОГО ПРОЦЕССА В. И. Парфенов, Е. В.

ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА 7 МНОГОКАНАЛЬНЫЕ СПИ С ВРЕМЕННЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ 1. ЦЕЛЬ РАБОТЫ Изучение принципов построения и характеристик многоканальных систем передачи информации с временным разделением каналов.

1 Каргашин Виктор Леонидович, кандидат технических наук Проблемы обнаружения и идентификации радиосигналов средств негласного контроля информации (Продолжение, начало в 3, 2000) Эффективность приемников

0 УДК 68. : 59.6 С.Б. ПРИХОДЬКО Национальный университет кораблестроения имени адмирала Макарова, Украина УСТОЙЧИВОСТЬ ОТ ВОЗДЕЙСТВИЯ ШИРОКОПОЛОСНЫХ ПОМЕХ СИСТЕМЫ СВЯЗИ, ОСНОВАННОЙ НА ПЕРЕДАЧЕ СЛУЧАЙНЫХ

ISSN 279-89 Электронное научное издание «Ученые заметки ТОГУ» 213, Том, С 87 88 Свидетельство Эл ФС 77-39676 от 2 http://ejournalkhsturu/ ejournal@khsturu УДК 681327 213 г Г К Конопелько, Чье Ен Ун (Тихоокеанский

Министерство образования и науки Российской Федерации Сибирский федеральный университет СИСТЕМЫ СВЯЗИ ПОДВИЖНЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ Учебно-методическое пособие Электронное издание Красноярск СФУ 2012 УДК 621.396.93(07)

Федеральное государственное образовательное бюджетное учреждение высшего профессионального образования Поволжский государственный университет телекоммуникаций и информатики кафедра ТОРС Задание и методические

Министерство образования и науки Российской федерации Казанский Национальный Исследовательский Технический Университет Кафедра радиоэлектроники и информационно-измерительной техники Теория радиотехнических

Навчальна програма з дисципліни Математичнi основи теорii зв язку 1. Введение 1.1. Объект изучения. Объект изучения системы цифровой связи, принципы построения систем связи, теория обработки, передачи

Анализ методов адаптивной фильтрации для формирования диаграмм направленности антенных решеток Чистяков В.А., студент гр.121-1, Куприц В.Ю., доцент каф. РТС Введение Процесс обнаружения объектов, определение

Техники кодирования сигналов Содержание Введение Предварительные условия Требования Используемые компоненты Условные обозначения Импульсно-кодовая модуляция Фильтрация Выборка Оцифруйте голос Квантование

Государственная служба специальной связи и защиты информации Украины Администрация государственной службы специальной связи и защиты информации Украины ОДЕССКАЯ НАЦИОНАЛЬНАЯ АКАДЕМИЯ СВЯЗИ им. А.С. ПОПОВА

Министерство образования и науки Российской Федерации А.Е. Манохин МНОГОКАНАЛЬНЫЕ РАДИОСИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ С КОМБИНИРОВАННЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ Электронное текстовое издание Методические указания

Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования Поволжский государственный университет телекоммуникаций и информатики кафедра ТОРС Задание и методические указания к

АНАЛИЗ АКУСТИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ НА ОСНОВЕ МЕТОДА ФИЛЬТРАЦИИ КАЛМАНА И.П. Гуров, П.Г. Жиганов, А.М. Озерский Рассматриваются особенности динамической обработки стохастических сигналов с использованием дискретных

Большинство жителей современных городов ежедневно передают либо получают какие-либо данные. Это могут быть компьютерные файлы, телевизионная картинка, радиотрансляция — все, что представляет собой некую порцию полезной информации. Технологических методов передачи данных — огромное количество. При этом во многих сегментах информационных решений модернизация соответствующих каналов происходит невероятно динамичными темпами. На смену привычным технологиям, которые, казалось бы, вполне могут удовлетворять потребности человека, приходят новые, более совершенные. Совсем недавно выход в Сеть через сотовый телефон рассматривался почти как экзотика, но сегодня подобная опция знакома большинству людей. Современные скорости передачи файлов через интернет, измеряемые сотнями мегабит в секунду, казались чем-то фантастическим первым пользователям Всемирной сети. Посредством каких типов инфраструктур могут передаваться данные? Чем может быть обусловлен выбор того или иного канала?

Основные механизмы передачи данных

Понятие передачи данных может быть связано с разными технологическими явлениями. В общем случае оно связано с индустрией компьютерных коммуникаций. Передача данных в этом аспекте — это обмен файлами (отправка, получение), папками и иными реализациями машинного кода.

Рассматриваемый термин может коррелировать также с нецифровой сферой коммуникаций. Например, трансляция ТВ-сигнала, радио, работа телефонных линий - если речь не идет о современных высокотехнологичных инструментах - может осуществляться посредством аналоговых принципов. В этом случае передача данных представляет собой трансляцию электромагнитных сигналов посредством того или иного канала.

Промежуточное положение между двумя технологическими реализациями передачи данных - цифровой и аналоговой - может занимать мобильная связь. Дело в том, что некоторые из технологий соответствующих коммуникаций относятся к первому типу — например, GSM-связь, 3G или 4G-интернет, другие характеризуются меньшей компьютеризированностью, и потому могут считаться аналоговыми — например, голосовая связь в стандартах AMPS либо NTT.

Однако современный тренд развития коммуникационных технологий таков, что каналы передачи данных, какого бы типа информация не передавалась посредством них, активно «оцифровываются». В крупных российских городах с трудом можно найти телефонные линии, функционирующие по аналоговым стандартам. Технологии, подобные AMPS, постепенно теряют актуальность и заменяются более совершенными. Цифровым становится ТВ и радио. Таким образом, мы вправе рассматривать современные технологии передачи данных главным образом в цифровом контексте. Хотя исторический аспект задействования тех или иных решений, безусловно, будет весьма полезно исследовать.

Современные системы передачи данных можно классифицировать на 3 основные группы: реализуемые в компьютерных сетях, используемые в мобильных сетях, являющиеся основой для организации трансляций ТВ и радио. Рассмотрим их специфику подробнее.

Технологии передачи данных в компьютерных сетях

Основной предмет передачи данных в компьютерных сетях, как мы отметили выше, — совокупность файлов, папок и иных продуктов реализации машинного кода (например, массивов, стеков и т. д.). Современные цифровые коммуникации могут функционировать на базе самых разных стандартов. В числе самых распространенных — TCP-IP. Основной его принцип — в присвоении компьютеру уникального IP-адреса, который может использоваться в качестве главного ориентира при передаче данных.

Обмен файлами в современных цифровых сетях может осуществляться с помощью проводных технологий либо тех, в которых не предполагается задействование кабеля. Классификация соответствующих инфраструктур первого типа может осуществляться исходя из конкретной разновидности провода. В современных компьютерных сетях чаще всего используются:

Витые пары;

Оптоволоконные провода;

Коаксиальные кабели;

USB-кабели;

Телефонные провода.

Каждый из отмеченных типов кабелей имеет как преимущества, так и недостатки. Например, витая пара - дешевый, универсальный и простой в монтаже тип провода, однако значительно уступающий оптоволокну по пропускной способности (подробнее данный параметр мы рассмотрим чуть позже). USB-кабели наименее всего приспособлены к передаче данных в рамках компьютерных сетей, однако совместимы практически с любым современным компьютером — крайне редко можно встретить ПК, не оснащенный USB-портами. Коаксиальные кабели в достаточной мере защищены от помех и позволяют обеспечивать передачу данных на очень большие расстояния.

Характеристики компьютерных сетей передачи данных

Полезно будет изучить некоторые ключевые характеристики компьютерных сетей, в которых осуществляется обмен файлами. В числе важнейших параметров соответствующей инфраструктуры — пропускная способность. Данная характеристика позволяет оценить то, какими могут быть максимальные показатели скорости и объема передаваемых данных в сети. Собственно, оба указанных параметра также относятся к ключевым. Скорость передачи данных — это фактический показатель, отражающий то, какой объем файлов может направляться с одного компьютера на другой за установленный промежуток времени. Рассматриваемый параметр чаще всего выражается в битах в секунду (на практике, как правило, в кило-, мега-, гигабитах, в мощных сетях — в терабитах).

Классификация каналов передачи компьютерных данных

Обмен данными при задействовании компьютерной инфраструктуры может осуществляться посредством трех основных типов каналов: дуплексного, симплексного, а также полудуплексного. Канал первого типа предполагает, что устройство передачи данных на ПК одновременно может быть также и приемником. Симплексные девайсы, в свою очередь, способны только принимать сигналы. Полудуплексные устройства обеспечивают задействование функции приема и передачи файлов по очереди.

Беспроводная передача данных в компьютерных сетях осуществляется чаще всего через стандарты:

- «малого радиуса» (Bluetooth, ИК-порты);

- «среднего радиуса» - Wi-Fi;

- «большого радиуса» - 3G, 4G, WiMAX.

Скорость, с которой передаются файлы, может сильно разниться в зависимости от того или иного стандарта связи, равно как устойчивость соединения и защищенность его от помех. Одним из оптимальных решений для организации домашних внутрикорпоративных компьютерных сетей считается Wi-Fi. Если необходима передача данных на дальние расстояния — задействуются 3G, 4G, WiMax, либо иные конкурентные в отношении них технологии. Сохраняют востребованность Bluetooth, в меньшей степени — ИК-порты, поскольку их задействование практически не требует от пользователя тонкой настройки девайсов, посредством которых осуществляется обмен файлами.

Наибольшую популярность стандарты «малого радиуса» имеют в индустрии мобильных устройств. Так, передача данных на андроид с другой аналогичной ОС либо совместимой часто осуществляется как раз-таки с помощью Bluetooth. Однако мобильные устройства вполне успешно могут интегрироваться также и с компьютерными сетями, например с помощью Wi-Fi.

Компьютерная сеть передачи данных функционирует посредством задействования двух ресурсов — аппаратного обеспечения и необходимого ПО. И то и другое необходимо для организации полноценного обмена файлами между ПК. Программы для передачи данных могут задействоваться самые разные. Их можно условно классифицировать по такому критерию, как область применения.

Есть пользовательское ПО, адаптированное к использованию веб-ресурсов — к таким решениям относятся браузеры. Есть программы, задействуемые как инструмент голосового общения, дополненного возможностью организации видеочатов — например, Skype.

Есть ПО, относящееся к категории системного. Соответствующие решения могут практически не задействоваться пользователем, однако их функционирование может быть необходимо для обеспечения обмена файлами. Как правило, подобное ПО работает на уровне фоновых программ в структуре операционной системы. Данные виды ПО позволяют соединить ПК с сетевой инфраструктурой. На базе подобных подключений уже могут задействоваться пользовательские инструменты — браузеры, программы для организации видеочатов и т. д. Системные решения важны также и для обеспечения стабильности сетевых подключений между компьютерами.

Есть ПО, предназначенное для диагностики соединений. Так, если осуществить надежное подключение между ПК мешает та или иная ошибка передачи данных, то ее можно вычислить с помощью подходящей программы для диагностики. Задействование различных видов ПО — один из ключевых критериев разграничения цифровых и аналоговых технологий. При использовании инфраструктуры передачи данных традиционного типа программные решения имеют, как правило, несопоставимо меньший функционал, чем при выстраивании сетей на базе цифровых концепций.

Технологии передачи данных в сотовых сетях

Изучим теперь то, каким образом данные могут передаваться в других масштабных инфраструктурах — сотовых сетях. Рассматривая данный технологический сегмент, полезно будет как раз таки уделить внимание истории развития соответствующих решений. Дело в том, что стандарты, посредством которых осуществляется передача данных в сотовых сетях, развиваются очень динамично. Некоторые из рассмотренных нами выше решений, что задействуются в компьютерных сетях, сохраняют актуальность в течение многих десятилетий. Особенно явным образом это прослеживается на примере проводных технологий — коаксиальный кабель, витая пара, оптоволоконные провода были внедрены в практику компьютерных коммуникаций очень давно, но ресурс их задействования далек от исчерпания. В свою очередь, в мобильной индустрии едва ли не каждый год появляются новые концепции, которые с разной степенью интенсивности могут внедряться в практику.

Итак, эволюция технологий сотовой связи начинается с внедрения в начале 80-х годов самых ранних стандартов — таких как NMT. Можно отметить, что его возможности не ограничивались обеспечением голосовой связи. Передача данных через NMT-сети также была возможна, но при очень маленькой скорости - порядка 1,2 Кбит/сек.

Следующий шаг технологической эволюции на рынке сотовой связи был связан с внедрением стандарта GSM. Скорость передачи данных при его задействовании предполагалась гораздо более высокая, чем в случае использования NMT — порядка 9,6 Кбит/сек. Впоследствии стандарт GSM был дополнен технологией HSCSD, задействование которой позволило абонентам сотовой связи передавать данные со скоростью 57,6 Кбит/сек.

Позже появился стандарт GPRS, посредством которого стало возможно отделять типично «компьютерный» трафик, передаваемый в каналах сотовой связи, от голосового. Скорость передачи данных при задействовании GPRS могла достигать порядка 171,2 Кбит/сек. Следующим технологическим решением, внедренным мобильными операторами, стал стандарт EDGE. Он позволил обеспечивать передачу данных со скоростью 326 Кбит/сек.

Развитие интернета потребовало от разработчиков технологий сотовой связи внедрения решений, которые могли бы стать конкурентными проводным стандартам — прежде всего по скорости передачи данных, а также по устойчивости соединения. Значимым шагом вперед стало выведение на рынок стандарта UMTS. Данная технология позволила обеспечить обмен данными между абонентами сотового оператора на скорости до 2 Мбит/сек.

Позже появился стандарт HSDPA, при котором передача и прием файлов могли осуществляться на скорости до 14,4 Мбит/сек. Многие эксперты цифровой индустрии считают, что именно с момента внедрения технологии HSDPA сотовые операторы начали составлять прямую конкуренцию интернет-провайдерам, задействующим кабельные соединения.

В конце 2000 годов появился стандарт LTE и его конкурентные аналоги, посредством которых абоненты сотовых операторов получили возможность обмениваться файлами со скоростью в несколько сотен мегабит. Можно отметить, что подобные ресурсы даже для пользователей современных проводных каналов не всегда доступны. Большинство российских провайдеров передают своим абонентам в распоряжение канал передачи данных со скоростью, не превышающей 100 Мбит/сек, на практике — чаще всего в несколько раз меньшей.

Поколения сотовых технологий

Стандарт NMT, как правило, относится к поколению 1G. Технологии GPRS и EDGE часто классифицируются как 2G, HSDPA — как 3G, LTE — как 4G. Следует отметить, что у каждого из отмеченных решений есть конкурентные аналоги. Например, к таковым в отношении LTE некоторые специалисты относят WiMAX. Другие конкурентные в отношении LTE решения на рынке 4G-технологий — 1xEV-DO, IEEE 802.20. Есть точка зрения, по которой стандарт LTE все же не вполне корректно классифицировать как 4G, поскольку по максимальной скорости он немного не дотягивает до показателя, определенного в отношении концептуального 4G, который составляет 1 Гбит/сек. Таким образом, не исключено, что в скором времени на мировом рынке сотовой связи появится новый стандарт, возможно, еще более совершенный, чем 4G и способный обеспечивать передачу данных со столь впечатляющей скоростью. Пока же в числе тех решений, что внедряются наиболее динамично, — LTE. Ведущие российские операторы активно модернизируют соответствующую инфраструктуру по всей стране — обеспечение качественной передачи данных по стандарту 4G становится одним из ключевых конкурентных преимуществ на рынке сотовой связи.

Технологии трансляций телевидения

Цифровые концепции передачи данных могут быть задействованы также и в медиаиндустрии. Долгое время информационные технологии в организацию трансляций телевидения и радио внедрялись не слишком активно — главным образом, в силу ограниченной рентабельности соответствующих усовершенствований. Часто задействовались решения, сочетавшие в себе цифровые и аналоговые технологии. Так, в полной мере «компьютеризированной» могла быть инфраструктура телецентра. Однако для абонентов телевизионных сетей транслировались аналоговые передачи.

По мере распространения интернета и удешевления каналов компьютерной передачи данных игроки телевизионной и радиоиндустрии стали активно «оцифровывать» свою инфраструктуру, интегрировать ее с IT-решениями. В разных странах мира были утверждены стандарты телевизионного вещания в цифровом формате. Из них наиболее распространенными считаются DVB, адаптированный для европейского рынка, ATSC, используемый в США, ISDB, задействуемый в Японии.

Цифровые решения в радиоиндустрии

Информационные технологии также активно задействуются в радиоиндустрии. Можно отметить, что подобные решения характеризуются определенными преимуществами в сравнении с аналоговыми стандартами. Так, в цифровых радиотрансляциях может быть достигнуто существенно более высокое качество звука, чем при задействовании FM-каналов. Цифровая сеть передачи данных теоретически дает радиостанциям возможность отправки на радиоприемники абонентов не только голосового трафика, но также и любого другого медиаконтента — картинок, видео, текстов. Соответствующие решения могут быть внедрены в инфраструктуру организации цифровых телевизионных трансляций.

Спутниковые каналы передачи данных

В отдельную категорию следует выделить спутниковые каналы, посредством которых может осуществляться передача данных. Формально мы вправе отнести их к беспроводным, однако масштабы их задействования таковы, что объединять соответствующие решения в один класс с Wi-Fi и Bluetooth будет не вполне корректно. Спутниковые каналы передачи данных могут быть задействованы - на практике это так и происходит - при выстраивании практически любого типа инфраструктуры связи из тех, что перечислены нами выше.

Посредством «тарелок» можно организовывать объединение ПК в сети, подключать их к интернету, обеспечивать функционирование телевизионных и радиотрансляций, повышать уровень технологичности мобильных сервисов. Основное преимущество спутниковых каналов — всеохватность. Передача данных может быть осуществлена при их задействовании практически в любое место планеты — равно как и прием — с любой точки земного шара. Есть у спутниковых решений также некоторые технологические недостатки. Например, при передаче компьютерных файлов с помощью «тарелки» может возникать заметная задержка отклика, или «пинга» — временного промежутка между моментом отправки файла с одного ПК и получения его на другом.

Принцип передачи данных но цифровым каналам связи рассмотрим на примере системы ИКМ-30

Передающей средой в ИКМ-системах служит цифровой линейный тракт (ЛТ)), структура которого приведена на рис.3.49. Он включает передающее и приемное оконечное оборудование ЛТ участки линии связи к регенераторы, для согласования структуры цифрового сигнала с ЛТ в передающую и приемную части оконечного оборудования входят соответственно кодер (КЛТ)) и декодер (ДЛТ) линейного тракта. При использовании кабельных линий связи цифровые сигналы передаются в основной полосе частот с использованием линейного кодирования. Местоположение регенератора и обработка цифрового сигнала в нем выбираются так, чтобы обеспечить требуемую помехоустойчивость при минимизации затрат на создание цифрового тракта. Передача данных может осуществляться для самых разных целей. Будь то - потоковое видео, перекачка баз данных, видеонаблюдение через интернет, телефонные переговоры, как в режиме с коммутацией каналов, так и с использованием интернет-технологий. Для всех этих применений канал остается примерно одинаковым. Разве что для видеосигнала он будет намного шире, чем для передачи текста.

Задачей передающей части оконечного оборудования является дискретизация аналоговых речевых сигналов, временное объединение полученных дискретов их квантование; и кодирование. На выходе квантователя сигнал имеет такую же структуру, как и сигнал данных. Поэтому возможно объединение телефонных сообщений и данных. На приемном конце осуществляются обратные преобразования (разъединение сигналов, восстановление дискретов по линейному коду, и их цифроаналоговое преобразование).

Временное уплотнение сигналов в ИКМ-системах требует жесткой синхронизации передающего и приемного оборудования. Для этого предусматривается синхронизация генераторов приемной станции по тактовой частоте, циклам и сверхциклам цифрового патока. Тактовая синхронизация обеспечивает равенство скорости обработки сигналов на оконечных станциях. Цикл передачи груп­пового цифрового сигнала состоит из канальных интервалов (КИ), синхросигналов (СС), сигналов управления и взаимодействия (СУВ) вспомогательных сигналов и сигналов данных. Структура группового сигнала ИКМ, показанная на рис.3.50, включает 32 КИ, а ее тактовая частота J- определяется частотой дискретизации речевых сигналов fg = 8 кГц, числом разрядов кодовой комбинации для представления дискретов п = log2256=8 и числом каналов Nk = 32. Для ИКМ-30 f t= 8-8-32 = 2048 кГц.

Цифровая синхронизация обеспечивает правильное распреде­ление кодовых символов в КИ, согласованное с передающей сторо­ной. Синхросигнал располагается в начале цикла и его структура такова, что он легко обнаруживается на приемной стороне (рис.3.50а). В ИКМ-30 кодовая синхрогруппа имеет вид 0011011 исследует с частотой 4 кГц (в КИ нечетных циклов).

Синхронизация системы распределения сигналов управления и взаимодействия между узлами коммутации обеспечивается формиро­ванием сверхцикловой синхронизации (СЦС), кодовые группы кото­рой имеют структуру 0000 и передастся через каждые 16 циклов в 17-м КИ, то есть с интервалом следования 126 мксх16=2 мс (рис.З.50б). Для обеспечения работы системы передачи в структу­ру цикла и сверхцикла включаются служебные символы, помеченные X,U , V , а на рис.З.50а. Буквы а,в,с,d означают символы че­тырех сигнальных каналов, приписываемых соответствующему каналу.

Следовательно система ИКМ-30, как и любая другая цифровая система, позволяет совмещенный режим использования для передачи аналоговой и дискретной информации (речевых сообщений и сообще­ний данных). Имеется возможность часть (или все) КИ занимать сигналами данных.

Появление цифровых каналов в системах связи дало возмож­ность исключить в АПД необходимость реализации дорогостоящего процесса модуляции и демодуляции двоичных сигналов. Оконечная аппаратура цифровых систем каналообразования позволяет вводить цифровые сигналы в систему передачи без преобразования. Это существенное преимущество цифровых систем позволило осуществлять интеграцию на основе различных видов связи. Однако следует помнить, что аппаратура цифровых систем (прежде всего, систем с ИКМ с дельта-модуляцией ДМ и их разновидностями создавалась для передачи речевых (аналоговых) сигналов, что определило технические решения этой аппаратуры, в частности выбор частоты дискретизации и числа элементов кодовых комбинаций. При передаче данных существен не столько уровень передаваемого сигнала, сколько верность определения его значащих моментов (переход из состояния "1" в состояние "0" или наоборот). Параметры цифровой системы, в которой организуются каналы передачи данных, определяет их качественные характеристики. Кодовые комбинации полученные в результате преобразования сигналов передачи данных, отличаются от кодовых комбинаций аналоговых телефонных сигналов как числом символов в кодовых комбинациях, так и часто­той дискретизации. Обычно требуется, чтобы длительность самого короткого импульса (сигнала) передачи данных была больше0 периода стробирования (дискретизации) входного сигнала. Принцип передачи цифровых сигналов, включая сигналы данных, путем передает информации о моменте изменения значащего состояния цифрового сигнала и направлений его изменения позволяет организовать "прозрачные" системы передачи данных,т.е. системы неналагающие требований на применяемый для сигналов данных код, на скорость их модуляции и способ синхронизации

Ввод и передача сигналов данных через оконечные устройства цифровых систем каналообразования могут быть осу­ществлены двояко: путем непосредственного стробирования сигналов данных и передачи информации о значащих позициях этих сиг­налов (простое наложение) либо путей опознавания моментов изменений значащих позиций и передачи кодированной информация о них

Метод простого наложения

При этом методе сигналы данных вводятся на канальные вхо­ды оконечных устройств цифровых систем и стробируются последовательностью стробирующих импульсов. Результирующий сигнал, состоящий из последовательностей стробирующих импульсов, соответствующих состоянию I двоичного сигнала, вводится в линейный тракт. В приемном оборудовании переданный сигнал восстаналивается по огибающей принятой импульсной последовательности. Форма импульсов передаваемого, стробирующего, линейного и принятого сигналов показана на рис.3.51. При таком методе переда­чи стробирущие импульсы не синхронизированы с сигналом данных. Это приводит к тому, что передача значащих моментов модуляции происходит с ошибкой, которая меньше периода повторения стробирущих импульсов Те. Степень краевых искажений равняется

где То - длительность единичного элемента сигнала данных.

Для обеспечения высокой вероятности передачи (уменьшения краевых искажений) в системе с простым наложением необходимо повышать частоту следования стробирующих импульсов.

Требуемую частоту стробирования можно определить для за­данной величины Те и ожидаемой величины краевых искажений. В случае передачи сигналов данных с низкой скоростью модуляции эта частота значительно меньше частоты дискретизации 8 кГц, используемой в системах передачи с ИКМ Поэтому для полного использования емкости цифрового канала в нем можно образовать несколько низкочастотных каналов передачи сигналов данных. Число таких каналов можно определить как

где f. - частота стробирования (дискретизации) цифровой системы;

N - скорость модуляции сигнала данных;

§„ - коэффициент допустимых искажений сигнала данных.

При регистрации принимаемых сигналов ошибка в двоичном сигнале появляется только тогда, когда момент ошибочного при­ема импульса из цифрового тракта попадает в середину единично­го элемента сигнала да4:-1ых. Коэффициент размножения ошибок eL = I.» если число ошибок в двоичном сигнале в То/То раз меньше числа ошибок в цифровом тракте. Заметим, что метод простого на­ложения не пригоден для систем передачи данных с высокой ско­ростью модуляции ввиду малой степени использования пропускной способности цифрового канала. Так при частоте стробирования 64 кГц и краевых искажениях 2% степень использования цифрового канала составляет лишь 2,%. Поэтому такой метод применяют для передачи данных по цифровым каналам лишь при скорости переда­чи до 1200 бит/с.

Метод скользящего индекса.

Этот принцип основан на принципе кодовой передачи инфор­мации о наличии перехода в сигнале данных и его положении в интервале времени мезду следующими друг эа другом тактовьыи импульсами. Эта информация содержится в кодовых комбинациях, состоящие из i > 3 элементов. Первый элемент кодовой комбина­ции несет информацию о наличии или отсутствии изменений знача­щей позиции двоичного сигнала, следующий или последующий злр-мент*о направлении этого изменения, остальннз ё. -2 элементов определяют положение момента изменения значащей позиций двоич­ного сигнала по отношения к тактовым импу^сам считывания. Про­цесс формирования кодовых комбинаций представлен на ряс.3.52.

Краевые искажения при этом методе передачи данных но цкфровьм каналам в 2 раза меньше, чем при методе простого наложения при той же частоте стробирования и скорости передачи сигнала данных. Номер подынтервала, в котором наблюдается переход â сигнале данных, передается двоичным кодом. Начало передачи но­мера определяется стартовым элементом, всегда являющимся " единицей" (импульс 5 на рис.3.52). Положение этого импульса не синхронизировано с последовательностью импульсов цифрового тракта. Это вызывает скольжение стартового импульса по временной оси. отсюда и название метода скользящего индекса

В случае возникновения единичной ошибки (ложный импульс) в цифровом тракте приемная аппаратура может интерпретировать ее как стартовый импульс следующей кодовой комбинации. Ложный прием сигнала данных будет продолжаться до момента прихода очередной кодовой комбинации, возвращающей согласование принятого и переданного состояния, что на рис.3.52 представлено заштрихованной областью принимаемого сигнала. Это происходит потому, что в принимаемом двоичном сигнале возникает больше ошибок, чем единичных ложных импульсов в цифровом тракте.

Размножение ошибок, свойственных этому методу, можно избежать путем объединения метода скользящего импульса с мето­дом простого наложения, который используется для подтверждения значащих позиций сигнала данных. При такой модификации метода передачи стробирующие импульсы подается в цифровой тракт тогда. когда элемент сигнала данных представляет собой состояние "I".

Появление перехода в сигнале данных приводит к тому, что первый элемент на выходе кодера принимает значение (состояние), противоположное значению предшествующего элемента. Он также играет роль стартового импульса кодовой комбинации, определяющей момент изменения состояния по отношению к последовательности цифрового тракта (считывания). В этом случае коэффициент использования цифрового тракта выше, чем при методе бег подтверждения, благодаря содержащейся в одном элементе двоичной информации о наличии перехода и его направлении.

Метод фиксированного индекса

Этот метод отличается от описанных выше принципом переда­чи информации о значащих моментах сигнала данных и направлении изменения полярности импульсов в фиксированные моменты. Фикси­рованные частоты повторения опорных импульсов приводят к тому, что при этом методе не требуется использовать стартовые элемен­ты в определенных кодовых комбинациях. Однако недостатком мето­да является ограничение пропускной способности канала по срав­нению с методом скользящего индекса при использовании одинакового числа кодовых импульсов.

Объединение потоков (группообразование)

Задача цифрового группообразования состоит во временном объединении нескольких цифровых сигналов, получаемых от разных источников, в единый цифровой сигнал (поток) с соответственно большей скоростью передачи. На передаче необходимо объединение сигналов от нескольких источников, а на приеме разделение груп­пового цифрового сигнала (потока) на составляющие каждого под­канала.

Принцип цифрового группообразования можно уяснить из рис.3.53. Некоторое число цифровых сигналов с одинаковой ско­ростью передачи и определенной фазой подается на вход комму­татора (распределителя), который представляет соответствующий интервал времени для каждого входного сигнала. На выходе ком­мутатора формируется составной сигнал У, который состоит из совокупности входных сигналов. Если на другом конце тракта включен аналоговый коммутатор, работающий в фазе (согласовано) с передающим, то составной сигнал может быть снова разделен на первоначальные сигналы. Такой способ формирования составного сигнала называется чередованием символов. Этот термин означает, что в составном сигнале рядом друг с другом расположены символы последовательных входных сигналов. Очевидно, что возможно также цифровое группообразование с чередованием канальных вре­менных интервалов или чередованием циклов. По сравнению с двумя другими метод чередования символов имеет следующие преи­мущества:

• емкость памяти, которую необходимо использовать для каждого входного сигнала намного (порядка нескольких символов) меньше;
• информационные символы низкоскоростных сигналов равномерно расположены в цикле системы высшего порядка. Здесь нарушение в какой-либо из систем низшего порядка не препятствует пере­даче остальных низкоскоростных сигналов;
• структура цикла системы высшего порядка не зависит от структуры цикла систем низшего порядка;
• декорреляция ошибок в элементах кодовой комбинации;
• чередование символов обеспечивает равномерное размещение информационных символов также и в случае неполного использования пропускной способности системы высшего порядка

На практике сигналы, подлежащие объединению, имеют как разные скорости, так к переменные фазы. Разница в скоростях является следствием того, что различные системы передачи управляются независимыми задающими генераторами; кроме того, колебания скорости передачи возникают иэ-эа фазового дрожания, вызванного линейным трактом.

Изменения фазы могут быть трех типов: постоянный дрейф вследствие постоянной разницы частот, кратковременные флуктуации фазы и долговременные (суточные, сезонные) изменения фазы, вызванные изменениями времени распространения в линиях передачи вследствие изменений температуры.

Для того чтобы процесс цифрового группообразования мог осуществляться без ошибок и потерь информации, аппаратура цифрового группообразования должна обеспечить синхронизацию цифро­вых сигналов, подлежащих объединению. Далее кратко рассмотрим два используемых на практике метода цифрового группообразования, позволяющие достичь синхронизма объединяемых сигналов: синхронное цифровое группообразования и асинхронное цифровое группообразования методом цифрового выравнивания (методом стаффинга).

Главной особенностью синхронного цифрового группообразования является использование только одного задающего генератора, частота которого соответствует скорости объединенного сиг­нала аппаратуры группообразования. Сигналы синхронизации для аппаратуры систем низшего порядка получаются именно от этого генератора. Структурная схема системы синхронного объединения четырех входных цифровых сигналов низшего порядка с тактовой частотой f, в единый выходной цифровой поток высшего порядка с тактовой частотой f^ представлена на рис.3.54. Зависимость мезвду частотами f, и 4< имеет следующий вид:

где f - избыточность цикла или отношение числа долоянитель-ных символов в цикле к числу информационных символов.

Синхронизация от задающего генератора происходит следующим образом. Основной задающий генератор, размещенный в оборудова­нии цифрового группообразования B, управляет работой передающей части оборудования. Цифровой сигнал высшего порядка передается по линейному тракту в оборудование цифрового группообразования C, где выделяется сигнал синхронизации для приемной и пе­редающей частей. Сигнал синхронизации для приемной части обору­дования цифрового группообразования В выделяется из информации, поступающей от оборудования С. Кроме того, в передающих частях оборудования цифрового группообразования В и С выделяется сиг­нал синхронизации систем передачи низшего порядка, слу­жащий для выделения информации этих систем. Из информации, пе­редаваемой в конкретный комплект аппаратуры низшего порядка (а), Ад, Дт, Д,), извлекается синхросигнал с частотой, который управляет работой передающий и приемкой частей этой ап­паратуры. Информация из четырех комплектов аппаратуры А1 и четы­рех комплектов Д передается с тактовой частотой соответственно к оборудованию цифрового группообразования В и С, в которых эта информация должна считываться с частотой, при­нятой за опорную. Следует обратить внимание, что все четыре цифровых сигнала низшего порядка, поступающие на вход оборудования В или С, имеют одну и ту же скорость передачи (тактовую частоту) , в тоже время фазы отдельных сигналов могут отличаться и могут изменяться во времени. Учитывая изменения фазы сигнала, на входе оборудования группообразования В и С необходимо при­менять соответствующие устройства буферной памяти. Емкость па­мяти должна бить больно максимальных изменений времени распрост­ранения сигнала. Отсюда следует основной недостаток синхронного цифрового группообразования - емкость памяти должна увеличиваться с увеличением длины линий связи, а при определенной емкости длина линии должна быть ограничена. Отсюда как след­ствие еще да недостатка, а именно: негибкость и ограниченные возможности использования такого оборудования на сети.

Более широко используется на практике группообразования, использующее метод цифрового выравнивания/метод стаффинга).

Цифровым выравниванием называется метод доведения изменя­ющейся скорости объединяемого цифрового сигнала до некоторой опорной скорости, которой в данном случае является скорость системы высшего порядка в пересчете на один цифровой сигнал низшего порядка. Выравнивание осуществляется путем введения в цифровой сигнал дополнительных выводов (выравнивающих симво­лов), либо удаления информационных символов, значения которых передаются в приемное устройство с помощью дополнительного служебного канала. Для того чтобы в приемном устройстве можно было восстановить исходный цифровой сигнал в первоначальном виде, информация о любой операции, проведенной в передатчике, посылается в приемник, в котором осуществляется обратная опе­рация. Различают три вида цифрового выравнивания: положительное, отрицательное и двустороннее.

При положительном выравнивании предполагается, что сумма максимальных скоростей входных сигналов, подлежащих объединению, меньше скорости составного сигнала. Входные сигналы проходят через устройства синхронизации, которые определяют, насколько надо увеличить их скорость, чтобы они были синхронны с сигналом системы высшего порядка. Входной сигнал дополняется определенным числом символов. Информация о дополнительных символах передается на приемной станции» где эти символы будут опущены как излишние. В цикле системы высшего порядка есть оп­ределенное место, в котором может находиться выравнивающий импульс, поэтому на приемную сторону линии достаточно лишь послать информацию о том что имело место цифровое выравнивание

При отрицательном цифровом выравнивании предполагается» что частота записи в устройстве памяти передающего оборудования f1 больше частоты считывания f2 . В связи с этим память будет наполняться до ее переполнения, однако прежде чем это произойдет пороговая схема контроля задержит запись на время, равное длительности одного символа. Информация о том, что произошло удаление символа, а также его значение передается по служебному каналу на. приемную сторону. Приемное устройство выделяет эту информацию задерживает считывание из приемного устройства памяти на время, равное длительности одного символа (который был удален в передатчике). Ввиду отсутствия преимуществ отрицательное выравнивание в качестве самостоятельного метода цифрового группообразования не используется, так как реализуется с помощью более сложных устройств.

На практике большой интерес представляет (положительно-отрицательное) двустороннее цифровое выравнивание Здесь, если скорость входного сигнала меньше номинальной, то этот сигнал передается с положительным выравниванием, если больше номинальной с отрицательным выравниванием. Преимуществом такого выравнивания является его универсальность, т.е. возможность синхронной и асинхронной работы при одной и той же структуре цикла, В качестве примера можно привести аппаратуру цифровой системы передачи "Импульс".

В этой аппаратуре используется последовательное объединение (разъединение) на циклической основе единичных элементов каналов (девять синхронно-асинхронных "цифровых каналов со скоростью 4,8 кбит/с, один цифровой канал со скорость» 2,4 кбит/с, один "прозрачный" телеграфный канал со скоростью до 100 бит.

Контрольные вопросы
1. Как объяснить тот факт, что с ростом скорости передачи дан­ных по каналам ТЧ растет вероятность ошибки, если не принимать специальных мер защиты?
2. Начертите временную диаграмму сигнала данных в канале ТЧ при скорости передачи 1200 и 2400 бит/с и частотном методе модуляции.
3. В каком соотношении находятся между собой частоты несущего и модулирующего колебаний в модемах
4. Укажите сходства и различия между сигналами с частотной и фазовой модуляцией.
5. Докажите, что при малых индексах модуляции ширина спектра сигнала практически равна удвоенной верхней частоте мо­дуляции
6. Нарисовать осциллограммы и спектры импульсов, удовлетворяющих первому критерию Найквиста.
7. Почему демодуляция ОВП-сигнала весьма чувствительна к качеству синхронизации?
8. Нарисовать амплитудно-фазовую диаграмму для КАМ-32 АФМ-З2
9. Какова взаимосвязь удельной скорости передачи и значения log2m
10. Изобразите амплитуда-векторную диаграмму для ТОФМ при раз­личных размахах фазового дрожания.
11. Выберите методы модуляции для передачи данных по каналу ТЧ со скоростями передачи битов данных 4,8; 9,6 и 16 кбит/с.
12. Сравните влияние характеристик каналов ТЧ на сигналы ОФМ типа рис.3.12 и типа рис.3.47 при одинаковой скорости пере­дачи битов данных.